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UNIVERSIDAD NACIONAL DE COLOMBIA, OCTUBRE 19, 2018

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Preinforme pr´actica 11. Inversor S-PWM Diego Godoy Rojas, Bairon Ovalle Cubillos , Jhon Wilder Velasco C´odigos: 1031173820, 1014274591, 1014281762 {dfgodoyr, baovallec, jwvelascod}@unal.edu.co Bogot´a, Colombia

I. I-A.

´ M ARCO TE ORICO :

Inversores Full-bridge, Half-bridge:

En la figura 1, se puede ver el esquem´atico para el inversor de onda completa, el cual se utiliza para convertir corriente continua en corriente alterna. Cerrando y abriendo los interruptores S1 , S2 , S3 y S4 en una secuencia determinada, la tensi´on de salida vo puede ser −Vcc , Vcc o cero dependiendo el estado de los interruptores [1]. En la figura 2, se puede ver el esquem´atico para el inversor en medio puente. En este caso el n´umero de interruptores se reduce a dos y gracias al uso de los condensadores, la tensi´on se divide en dos. Cada uno de los condensadores se cargar´a a la mitad de la fuente de alimentaci´on y as´ı cuando se cierra S1 la tensi´on en la carga ser´a −Vcc /2 y cuando se activa S2 se obtendr´a lo contrario Vcc /2 [1].

I-B. Modulaci´on Bipolar y unipolar Modulaci´on bipolar: En la figura 3, se muestra la base para la modulaci´on bipolar sinusoidal. En la figura 3a se muestran dos se˜nales, una sinusoidal y la otra triangular. La sinusoidal act´ua como una referencia, cuando esta es mayor que la portadora triangular, la salida ser´a +Vcc y en caso contrario ser´a −Vcc . Se considera bipolar, ya que se obtienen valores tanto positivos como negativos de la fuente de alimentaci´on y su esquema de implementaci´on es el mostrado en la figura 1 [1].

Figura 3: Modulaci´on bipolar. Tomado de [1]

Figura 1: Esquem´atico del inversor Full-bridge. Tomado de [1]

Modulaci´on Unipolar: Para este caso de modulaci´on, la salida se conmuta de nivel alto a cero, o de nivel bajo a cero en vez de conmutar entre niveles alto y bajo directamente. El esquem´atico se muestra en la figura 4, se observa que los interruptores (S1 , S4 ) y (S2 , S3 ) se complementan: cuando uno de ellos est´a cerrado, el otro estar´a abierto y as´ı, las tensiones va y vb se encuentran entre +Vcc y cero. Ya que vo = vab = va −vb este hecho se muestra en la figura 5d [1].

Figura 2: Esquem´atico del inversor Half-bridge. Tomado de [1]

Figura 4: Esquem´atico para modulaci´on unipolar. Tomado de [1]

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grafica (Figura 7) aproximada del valor de RT teniendo el valor de CT para poder establecer la frecuencia de trabajo.

Figura 5: Modulaci´on unipolar. Tomado de [1] I-C.

Tiempo muerto, justificaci´on y prop´osito

En la figura 1, se puede evidenciar que los interruptores S1 y S4 as´ı como los interruptores S2 y S3 no deben estar activados al mismo tiempo ya que habr´ıa un corto circuito en la fuente de tensi´on continua. Debido a esto se debe te tener en cuenta los tiempos de transici´on de la conmutaci´on. B´asicamente no debe de existir solapamiento entre los tiempos en los cuales los interruptores conducen y por ende existe el tiempo muerto, el cual es el tiempo permitido para dicha conmutaci´on se haga de forma segura [1]. I-D.

Figura 7: Frecuencia de oscilacion del integrado TL494 respecto a la resistencia de sincronizacion RT. Sin embargo, del mismo datasheet proponen una formula para hallar una valor mas exacto: f= II-B.

1,1 si CT = 10nF → RT ≈ 2750KΩ RT ∗ C T

Circuito de tiempo muerto:

Dise˜no de filtros LC

Dado que se quiere obtener una se˜nal senoidal, lo que se debe hacer es filtar la salida del puente inversor y con este solo obtener la componente fundamental, para esto se dise˜na el filtro LC pasa bajos, la ecuaci´on que relaciona estas variables es: 1 √ f= (1) 2π LC I-E. II-A.

Gate-driver PUSH-PULL, acople directo y Bootstrap ´ II. C ALCULOS : PWM con TL494:

Figura 8: Circuito de tiempo muerto con compuertas NOT. Se utiliza los circuitos RC para retrasar los flancos de las dos salidas y los diodos para asegurarse de que s´olo se retrasa uno de los dos flancos. Los inversores de disparo de Schmitt son necesarios para definir claramente el punto en el que se conmuta la salida debido al lento cambio de la salida del circuito RC. El diagrama de temporizaci´on del circuito es el siguiente:

Figura 6: Esquematico de controlador PWM con TLT494. Para realizar el dise˜no adecuado del PWM con este integrado es necesario escoger los valores de RT y CT adecuados para tener la frecuencia de oscilacion de 40kHz, para lo cual revisamos el datasheet del fabricante en el cual tenemos una

Figura 9: Se˜nales en el circuito de tiempo muerto.

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El dise˜no del circuito RC nos permite obtener el tiempo muerto requerido: τ ≈ RC si τ = 3µS C = 10nF → R = 300Ω II-C.

Dise˜no de la inductancia L:

Para el diseno del inductor se uso la siguiente formula: s L N= 1 −D2 4π ∗ 10−7 µr h D D1 +D2 Donde el n´ucleo posee las siguientes caracteristicas:

D1 = 18,5mm D2 = 15mm µr = 50 h = 11mm L = 100µH Por lo tanto el numero de vueltas con el que se dise˜na el toroide es de 37 vueltas. II-D.

Dise˜no del filtro LC:

Para esta practica dise˜naremos un filtro LC para una frecuencia de 500Hz, usando la ecuaci´on 1 tenemos: 1 √ 500 = → C = 1000µF 2π 100µH ∗ C II-E.

Capacitores de Bootstrap:

Para una carga eficiente, el valor de los condensadores de boostrap debe ser mayor que la capacitancia de entrada del transistor de potencia que en el integrado L6203 es de alrededor de 1 nF. En el datasheet se recomienda una capacitancia de al menos 10 nF para el arranque, si se utiliza un condensador m´as peque˜no, existe el riesgo de que el Los transistores de potencia no se encienden completamente y mostrar´an un RDS m´as alto (ON). Por otro lado si se utiliza un valor elevado, es posible que pueda producirse un pico de corriente en la resistencia sensora, por lo que para este dise˜no se utilizo un capacitor de 22nF para tener un rango amplio ante ls variaciones de fabricaci´on en los capacitores ceramicos. R EFERENCIAS [1] DANIEL W. H ART Electr´onica de potencia, Tercera edici´on, Prentice Hall, 2001, Madrid.

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