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UNIVERSIDAD MAYOR DE SAN ANDRES FACULTAD DE INGENIERIA CARRERA DE INGENIERIA ELECTRÓNICA

EJERCICIOS RESUELTOS SISTEMAS DE CONTROL I

AUTOR : RAUL ROQUE YUJRA

LA PAZ - BOLIVIA

Por: Raúl R. Roque Yujra

1

Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

Problema 1 Considere el sistema eléctrico de la figura 1.a) Determine su modelo matemático. b) Encontrar la representación en espacio de estados considerando que los estados son x1 = i1 (t ) , x2 = i 2 (t ) y x3 = v c (t ) , la señal de entrada es vi y la señal de salida es v 0 . R1 i1

+ vi

L1

-

L2 i + ic +v 2 R v c 2 0 C -

Fig. 1. Sistema Eléctrico

Resolución Mediante las leyes de voltajes de Kirchoff se tiene las siguientes relaciones: di vi = R1 i1 + L1 1 + v c dt di 2 vc = L2 + v0 dt A demás por la ley de corrientes: i1 = ic + i 2 por otro lado: v dv i2 = 0 y ic = C c ; R2 dt entonces se que el modelo matemático está definido por : di L1 1 + R1 i1 + vc = vi dt L2

(1) (2)

(3)

(4) (5)

di 2 + v0 = vc dt

(6) dvc + i2 = i1 dt b) En vista a las consideraciones iniciales y a las ecuaciones (4), (5) y (6) se tiene : (7) R 1 1 x&1 = − 1 x1 − x3 + u ; C

L1

x& 2 = − x& 3 =

Por: Raúl R. Roque Yujra

L1

L1

R2 1 x2 + x3 ; L2 L2

(8)

1 1 x1 − x 2 ; C C

(9)

2

Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

rescribiendo en el espacio de estados:  R1 0 −  x&1   L1 R  x&  =  0 − 2  2  L2  x& 3   1 1  −  C C y = [0 R2

(10)

1 L1   x  1  1 1     x2 + 0 u ; L2        x3  0 0    x1  0] x2  ;  x3 

−

(11)

Problema 2 Considere el sistema de Nivel de Líquido de la figura 2. En estado estable, el flujo de entrada es q i y el flujo de salida es q 0 . La entrada de perturbación es q d . Determinar el modelo matemático de este sistema y elija variables h1 y h2 como estados del sistema y representar el sistema en el espacio de estados. qi qd

C1

h1

R1

C2 h2

R2

q1

q0

Fig. 2 Sistema de Tanques con interacción

Resolución Para el tanque primer tanque se tiene que: dh qi − q1 = C1 1 ; dt para el segundo tanque la relación es: q d + q1 − q0 = C 2

dh2 ; dt

(12)

(13)

el flujo en la unión de los tanques es: q1 =

h1 − h 2 ; R1

(14)

Ahora reemplazando (14) en (12) y (13), obtenemos el modelo matemático definido por : (15) dh h −h C1 1 = qi − 1 2 ; dt R1 Por: Raúl R. Roque Yujra

3

Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

C2

dh2 h − h2 =q d + 1 − q0 ; dt R1

(16)

para la representación del sistema en el espacio de estados, se toma en cuenta la siguiente relación: (17) h q0 = 2 ; R2 entonces se tiene: (18) 1 1 1 x& 1 = − x1 + x2 + qi ; R1 C1 R1 C2 C (19)  1 1 1  1 x& 2 = x1 −  +  x2 + qd ;  R1C 2

R1 C 2

o de forma matricial:  1 −  x&1   R1C1  x&  =  1  2   R1 C2

R 2C 2 

C2

 1   x1   C  + 1 1 1   x2   − − 0  R1 C2 R2 C2 

 0 u   1  ; 1  u 2  C2 

1 R1C1

 y = 0 

(20)

(21)

1   x1  ;  R2   x2 

Problema 3 Sea el sistema electromecánico que representa a un motor de CD imán permanente, manejado por un voltaje vi aplicado al motor y a su eje se conecta un par de carga τ c . La salida del sistema es la posición θ . Determine su representación en el espacio de estados. b) Con a) determine la función de transferencia del sistema. R +

L +

i

vi

em -

θ ω

-

Jm

τm

τc

bm Fig.3 Motor de CC de imán permanente

Resolución Para la parte eléctrica del sistema: vi = Ri + L

Por: Raúl R. Roque Yujra

di + em ; dt

(22)

4

Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos em = k mθ& ;

(23)

donde vi es voltaje aplicado en las terminales del motor, i es la corriente de armadura, em es la fuerza contraelectromotriz, k m es una constante de proporcionalidad, R y L son la resistencia e inductancia del motor. Por otro lado, la parte dinámica se define como: (24) J mθ&& + bmθ& + τc = τm ; (25) τ m = k ai ; donde J m es la inercia del motor, b m es el coeficiente de amortiguación viscosa, τ c es el par de carga,τ m es la par generado por el motor y k a es una constante de proporcionalidad. Las variables de estado son: x1 = i ; x2 = θ ; x3 = θ& Finalmente las ecuaciones en el espacio de estado son:  x&1   x&  =  2  x& 3 

 R − L  0 k  a  J m

km  1  x1    L L 1   x 2  +  0  b  − m   x3   0 J m   −

0 0 0

 0   vi  0   ; 1  τ c  −  J m 

(26)

(27)

 x1  y = [0 1 0] x2  ;  x3 

b) Para determinar la función de transferencia del sistema se hace uso del la ecuación: Y ( s) = C.( sI − A) −1 B.U ( s) ; donde cada una de las matrices son definidas por:  R − L A= 0  k  a  J m

km  1  L L  0 1 ;B = 0  b  0 0 − m J m   0

−

 0  0  ; C = [0 1 0] 1  −  J m 

entonces: T

 Matriz de  1 Cofactores  ; −1 ( sI − A) =  det( sI − A)   de ( sI − A)  el determinante es: Por: Raúl R. Roque Yujra

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Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

(28)

b  k k R    det( sI − A) =  s +  s s + m  + s a m ; L   J m  J mL 

det( sI − A) =

s Jm L

(29)

[( Ls + R)( J m s + bm ) + k m k a ] ;

por su parte la matriz de cofactores: (30)  Matris de  Cofactores de     (sI - A) 

T

  bm s  s + Jm    ka = J   ka  s J 

   

0 bm  k a k m R   +  s +  s + L  J m  J m L  0

 Matriz de J mL cofactores θ ( s) = [0 1 0 ] s[( Ls + R )( J m s + b m ) + k m k a ]   ( sI − A )

   R  s+ ; L  R   s s +   L   s

   

T

1 L 0  0 

km L

 0  V i  0   ; 1  Τc  −  J m 

(31)

realizando las operaciones de multiplicación de matrices: s   bm  k  −s m   s +  Jm  JmL  L  Jm L 1  R   Vi s )  θ( s ) = [0 1 0] k a −  s +   ; s [( Ls + R)( J m s + bm ) + k m k a ] Jm  L  Τc ( s )   Jm L s R  s ka − (s + )   JmL Jm L   Finalmente, la función de transferencia del sistema es: θ( s) =

32

(33) ka Ls + R Vi ( s) − Τc ( s ) ; s[( Ls + R)( J m s + bm ) + k a k m ] s[( Ls + R)( J m s + bm ) + k a k m ]

Por: Raúl R. Roque Yujra

6

Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

Problema 4 Sea el sistema de orientación de satélite de la figura 4, donde θ es la posición angular deseada, l es la distancia del eje del propulsor al centro de masa del satélite, β es el ángulo de efecto de control, la variación del ángulo β es proporcional a la señal de control u , R es una constan te que representa una cierta ganancia estática del actuador que convierte el control u en velocidad de variación del ángulo β y J es la inercia efectiva del satélite. Determinar la representación del sistema en el espacio de estados. b) Hallar los puntos de equilibrio y linealizar el sistema alrededor de dichos puntos. Orientación de Referencia

Orientación Deseada

θ F CM

β

l Fig. 4 Sistema de orientación de Satélite

Resolución Las ecuaciones diferenciales que rigen el movimiento del sistema se obtienen de la segunda ley de Newton: Jθ&& = Torque neto aplicado = Fuerza x brazo = F sin( β) * l ; o en forma compacta: Jθ&& = Fl sin( β ) ; el ángulo β crece o decrece, de acuerdo al control aplicado mediante la ley de variación: dβ = Ru ; dt

las variables d estado se escogen como: ; x 2 = θ& y x3 = β ; x1 = θ Entonces el sistema no lineal se describe de la siguiente manera en el espacio de estados: x& i = f i ( x1 , x 2 ,..., xi ) + ug ( x1 , x2 ,..., xi ) ; i = 1,2 ,...n es decir: x&1 = x 2 ; x& 2 =

Por: Raúl R. Roque Yujra

Fl sin( x3 ) ; J

7

Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

x& 3 = Ru ; b) El punto de equilibrio físicamente significativo del sistema, se obtiene igualando a cero el miembro derecho de cada ecuación de estado. Este resulta ser: x1 = arbitrario ; x2 = 0 ; x3 = 0 y u = 0 se tiene que la forma lineal es: x& = Ax + Bu ; donde: A = J | xi = xe ; para linealizar el sistema alrededor de estos puntos se determina la matriz Jacobiana del sistema, es decir:  ∂f 1   ∂x1 ∂f A = JA =  2  ∂x  1  ∂f 3  ∂x1

∂f 1 ∂x 2 ∂f 2 ∂x 2 ∂f 3 ∂x 2

∂f 1   ∂ x3  ∂f 2  = ∂ x3   ∂f 3  ∂ x3 

0 1  0 0 0 0 

 0  Fl cos( x3 )  = J  0 

0 1  0 0 0 0 

0 Fl  ; J  0 

 ∂g 1     ∂ u1   0  ∂g B = J B =  2  =  0 ;  ∂u     1   R   ∂g 3   ∂ u1 

C = [1 0 0] ; la representación lineal en el espacio de estados es:  x&1   0 1  x&  =  0 0  2   x& 3   0 0 

0   x1   0  Fl      x2 + 0 u ; J     0   x3   R 

 x1  y = [1 0 0] x2  ;  x3  Problema 5.Sea el convertidor DC/DC reductor (Buck converter) representado en la figura 5, Determinar el modelo matemático de ducho sistema.

Por: Raúl R. Roque Yujra

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Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

Resolución.Se considera, que se tiene conmutación del switch Q cada periodo de tiempo T junto a un ciclo de trabajo (duty cycle) d . L Q

iL

+ Vin -

D

+ C

R

v0

-

Fig. 5 Convertidor DC/DC Reductor(Buck converter)

de donde se puede extraer las ecuaciones de estado considerando el estado del switch Q . Cuando el switch Q esta en el estado ON las ecuaciones de estado son dadas por: diL 1 = (Vin − v0 ) dt L , dv0 v0 1 = (iL − ) dt C R

0 < t < dT , Q = ON ;

y cuando el switch está en OFF, las ecuaciones de estado son: diL 1 = − v0 dt L , dv0 v0 1 = (i L − ) dt C R

dT < t < T , Q = OFF ;

representado las ecuaciones anteriores de forma más compacta, es tiene: 1 d x& 1 = − x 2 + Vin L L ; 1 1 x& 2 = x1 − x C RC 2 donde x1 y x 2 representan la corriente i L y el voltaje v 0 respectivamente y la variable d es la señal de control.

Problema 6.Determinar el modelo matemático del robot de dos grados de libertad, mostrado en la figura 6. Donde se considera que los parámetros son: l1 y l 2 son las longitudes totales de cada uno de los eslabones, l c1 y l c2 son las distancias de los centros de masa, I 1 e I 2 son las inercias efectivas de cada uno, m1 y m2 son las masas y finalmente q1 y q 2 son las posiciones articulares de cada eslabón Por: Raúl R. Roque Yujra

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Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

referido al sistema referencial de base y además se tiene en cada articulación torques de control τ1 y τ2 . y

l2 lc 2

I 2 , m2 q2

l1 lc 1 q1

I1 , m1 x

Fig.6 Estructura del Robot de dos grados de Libertad

Considérese un robot manipulador de dos grados de libertad de la figura 6, se utiliza el método de Lagrange para determinar, la dinámica del robot. Suponiendo que existe rigidez en las articulaciones y eslabones; también la no existencia de fenómenos de fricción ni elasticidad; se procede a determinar las energías cinética y potencial de todo el sistema. La energía cinética total de la estructura es: Ec =

1 1 1 I 1 q&12 + m1 l c1 q&12 + I 2 ( q&1 + q& 2 ) 2 + 2 2 2 +

[

]

1 m 2 l12 q&12 + lc22 (q&1 + q& 2 ) 2 + 2l1l c 2 q&1 (q&1 + q& 2 ) cos q 2 ; 2

y la energía potencial se define como: E p = gm1l c1 sin( q 1 ) + gm2 l1 sin( q1 ) + gm2 l c 2 sin( q1 + q 2 ) ;

El Lagrangiano L del robot, es la diferencia de la energía cinética y la energía potencial, entonces: L=

[

]

1 1 1 1 I1 q&12 + m1lc 1 q&12 + I 2 ( q&1 + q& 2 ) 2 + m 2 l12 q&12 + l c22 (q&1 + q&2 ) 2 + 2 2 2 2

+ m 2 l1l c 2 q&1 (q&1 + q& 2 ) cos q 2 − gm1 lc1 sin( q 1 ) − gm2 l1 sin( q 1 ) − gm2 l c 2 sin( q1 + q 2 ) ;

Las ecuaciones del movimiento de Lagrange para un robot de dos grados de libertad están dadas por: d  ∂L  ∂L − = τ1 ; dt  ∂q&1  ∂q1 d  ∂L  ∂L =τ2;  − dt  ∂ q& 2  ∂q 2

Por: Raúl R. Roque Yujra

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Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

donde τ 1 y τ 2 son los torques que actúan en las articulaciones 1 y 2 , ahora se realiza el cálculo de cada uno de los términos como sigue:

[

]

∂L = ( I 1 + m1 lc21 ) q&1 + I 2 ( q&1 + q& 2 ) + m2 q& 1l12 + l c22 ( q&1 + q& 2 ) + l1 lc 2 (2 q&1 + q& 2 ) cos( q 2 ) ; ∂ q&1

[

]

∂L = I 2 ( q&1 + q& 2 ) + m2 l c22 (q& 1 + q& 2 ) + l1 l c 2 q& 1 cos(q 2 ) ; ∂q& 2 derivando respecto al tiempo: d ∂L ( ) = ( I1 + m1 l c21 )q&&1 + I 2 (q&&1 + q&&2 ) + m2 &q&1 l12 + lc22 ( &q&1 + q&&2 ) + dt ∂q&1

[

]

+ m 2 l1l c 2 (2 q&1 + q& 2 ) cos( q 2 ) − l1l c 2 (2 q&1 q& 2 + q& 22 ) sin( q 2 )

[

]

d ∂L ( ) = I 2 ( q&&1 + &q&2 ) + m2 lc22 (q&&1 + q&&2 ) + l1 l c 2 q&1 cos(q 2 ) − l1 l c2 q& 1 q& 2 sin( q2 ) ; dt ∂q&1 la derivada parcial respecto a cada posición es: ∂L = −m1 lc1 g cos( q1 ) − m2 l1 g cos( q1 ) − m2 l c 2 g cos(q1 + q2 ) ; ∂q1 ∂L = − m 2 l1l c 2 q&1 ( q&1 + q& 2 ) sin( q 2 ) − ml c 2 g cos( q1 + q 2 ) ; ∂q2

reemplazando las ecuaciones se obtiene :

[m l

2 1 c1

]

[

]

+ m2 (l12 + lc22 + 2 l1l c 2 cos( q 2 )) + I1 + I 2 q&&1 + I 2 + m 2 (lc22 + l1l c 2 cos( q 2 )) q&&2 − − (2 q&1 q& 2 + q& )m 2 l1 lc 2 sin( q 2 ) + (m1l c1 + m 2 l1 ) g cos( q1 ) + m2 lc 2 g cos( q 1 + q 2 ) = τ 1 2 2

[I

] [

+ m2 lc22 + m2 l1 l c2 cos(q2 ) &q&1 + I 2 + m2 l c22

]

+ m2 l1l c 2 q&12 sin( q2 ) + + m 2 l c2 g cos( q1 + q 2 ) = τ 2 ; expresando este par de ecuaciones diferenciales, en la forma matricial: D( q) &q& + C( q, q& )q& + G( q) = τ ; 2

d 11 d  21

d 12   &q&1  c11 + d 22  q&&2  c21

c12   q&1   g 1  + = c 22   q& 2   g 2 

τ 1  τ  ;  2

la matriz de inercias D(q ) es definida por los elementos; d11 = m1 l c21 + m2 (l12 + l c22 + 2l1 lc 2 cos(q2 )) + I 1 + I 2 ; d 12 = m2 (l c22 + l1 l c 2 cos( q 2 )) + I 2 ; d 21 = m2 (l c22 + l1 l c 2 cos( q 2 )) + I 2 ; d 22 = m2 l c22 + I 2 ;

los elementos de la matriz C( q , q& ) de fuerzas centrípetas y de Coriolis son: c11 = −m2 l1l c 2 q& 2 sin( q 2 ) ; c12 = − m2 l1 lc 2 ( q&1 + q& 2 ) sin( q 2 ) ; c 21 = m 2 l1 l c 2 q&1 sin( q 2 ) ; c 22 = 0 ; Por: Raúl R. Roque Yujra

11

Sistemas de Control

Modelado de Sistemas Físicos

y pares gravitacionales G (q ) : g 1 = m1l c1 g cos( q 1 ) + m 2 l1 g cos( q 1 ) + m 2 l c 2 g cos( q1 + q 2 ) ;

g 2 = m2 l c 2 g cos(q1 + q2 ) ; de esta forma se ha determinado el modelo del robot planar de dos grados de libertad. Problema 7 Determinar la Función de transferencia del sistema representado mediante grafos de flujo de señal de la figura. g

a

h

b

i

c

d

e

f

Solución La función de transferencia del sistema según la Regla de Mason es: 1 P = ∑ Pk ∆ k ; ∆ k donde Pk es la ganancia de trayectoria de la k − ésima trayectoria directa, ∆ es el determinante del grafo y ∆ k se obtiene a partir de ∆ , al quitar los lazos que tocan la trayectoria Pk . Entonces: 1) Se identifican los lazos: g

a

b

h

c

i

d

e

G1 = bg

f g

a

b

h

c

i

d

e

G 2 = ch

f

Por: Raúl R. Roque Yujra

12

Sistemas de Control

Regla de Mason g

a

h

i

c

b

e

d

G3 = ci

f g

a

h

b

c

i

d

e

G 4 = fghi

f

2). El determinante ∆ queda definido por:

∆ = 1 − (G1 + G2 + G 3 + G 4 ) + (G1 G3 ) ;

3). Identificación de trayectorias g

a

h

b

c

i

d

e

P1 = abcde ∆1 = 1

f

g

h

i P2 = afe

a

b

c

d

e

∆ 2 = 1 − G2

f finalmente se tiene que la función de transferencia es: P=

∑P ∆ k

k

∆

k

=

abcde + afe(1 − ch) ; 1 − (bc + ch + ci + fghi) + bcgi

Problema 8 Obtenga la respuesta de un sistema con realimentación unitaria ante una rampa unitaria, siendo la función de transferencia de lazo abierto del sistema: G(s ) =

Por: Raúl R. Roque Yujra

4 s (s + 6)

13

Sistemas de Control

Análisis de Respuesta en el Tiempo

Solución. La función de transferencia enlazo cerrado con realimentación unitaria será: La función de transferencia será:

H (s) =

4 s( s + 6 ) H ( s) = 4 1+ s( s + 6 )

G( s) ; 1 + G( s)

por lo tanto: H ( s) =

La entrada será una rampa R ( s) =

4 s + 6s + 4 2

1 s2

C(s) =

4 1 s + 6s + 4 s2 2

Separando por fracciones parciales: − 15 + 7 5 3 − 15 + 7 5 − 1 20 20 C(s) = − + 2 + 2+ s s + (3 + 5 ) s s + (3 − 5 )

aplicando la transformada inversa de Laplace: C(t ) = s −

Por: Raúl R. Roque Yujra

(

3 − 15 + 7 5 −( 3− + e 2 20

5 )t

− e −( 3+

5 )t

)

14

Sistemas de Control

Análisis de Respuesta en el Tiempo

Step Response 7

6

Amplitude

5

4

3

2

1

0 0

1

2

3

4

5

6

7

8

Time (sec.)

Problema 9 Considere la respuesta al escalón unitario de un sistema de control de realimentación unitaria cuya función de transferencia de lazo abierto es: 7 s( s + 7) Obtenga el tiempo de crecimiento, el tiempo pico, el máximo sobrepaso y el tiempo se establecimiento. H ( s) =

Solución. De la forma general: Comparando tenemos: ωn = 7 = 2.646 ; 7 = 1.323 ; 2 La solución en el dominio del tiempo es: ξ=

 e − s1t e − s2t    C (t ) = 1 + − 2 s s 2 ξ −1  1 2  ωn

Siendo: s1 = (ξ + ξ 2 − 1 )ω n

s2 = (ξ − ξ 2 − 1 )ω n ;

reemplazando: Por: Raúl R. Roque Yujra

15

Sistemas de Control

Análisis de Respuesta en el Tiempo

s1 = 5.79

s2 = 1.1 ;

y

Como vemos s1 es comparablemente mayor a s2, por lo tanto podemos despreciar el efecto de s1, quedando:

c(t ) = 1 − e − s2t La grafica de ambas funciones es: Step Response 1 0.9 0.8 0.7

Amplitude

0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 0

1

2

3

4

5

6

7

Time (sec.)

Como se observa en la, consideración anteriormente hecha es aceptable, ya que la diferencia es mínima. Con esto podemos analizar de la siguiente manera: Tiempo de levantamiento, Como el sistema es sobreamortiguado el tiempo tr se calculará con el tiempo del 10% al 90%. t r = t (90%) − t (10%) ; tr = −

1  0 .1  ln   ; s 2  0 .9 

tr = 1.83 s ; Tiempo de retardo, el tiempo de retardo para un sistema sobreamortiguado es:

0.5 = 1 − e − s 2td ; despejando td tenemos: 1 t d = − ln( 0 .5 ) ; s

Por: Raúl R. Roque Yujra

16

Sistemas de Control

Análisis de Respuesta en el Tiempo

reemplazando: td = 0.58 s Tiempo de establecimiento, Para un error en estado estacionario del 2%, tenemos:

0.02 = 1 − e − s 2ts ; despejando ts tenemos: 1 t s = − ln( 0 .02 ) s

Reemplazando: ts = 3.26 s En un sistema sobreamortiguado no existen los parámetros de tiempo pico y máximo sobrepaso. Problema 10 Considere el sistema de la figura: +

-

16 s (s + 8 ) 3 + 2 ks

Determine el valor de k de modo que la relación de amortiguamiento ξ sea 0.5, el tiempo de crecimiento, tiempo pico? Solución . La función de transferencia del sistema será: 16 R ( s) s( s + 8 ) H ( s) = = 16 C ( s) 1+ (3 + 2 ks) s( s + 8)

1 48 2 3 s + (8 + 32k ) + 48 Como se pide un ξ menor a 1, entonces el caso es subamortiguado, por lo que las siguientes relaciones son válidas: H ( s) =

tr =

Por: Raúl R. Roque Yujra

π−β ; ωd

Tiempo de levantamiento

17

Sistemas de Control

Análisis de Respuesta en el Tiempo

tp =

Mp =e ts =

4 ; ξωn

−

π ; ωd

Tiempo pico

ξπ 1−ξ 2

;

Máximo sobrepaso

Tiempo de establecimiento (2%)

siendo:  1−ξ2 β = arccos  ξ 

   

ωd = ωn 1− ξ 2

De la función de transferencia podemos obtener los siguientes parámetros simplemente por comparación: ωn = 6.93 ξ = 0.5 k = 0.033 Reemplazando estos valores tenemos: ωd = 6.0 rad/s tr = 0.39 s tp = 0.52 s Mp = 16.3 % ts = 1.15 s La gráfica se muestra a continuación:

Por: Raúl R. Roque Yujra

18

Sistemas de Control

Análisis de Respuesta en el Tiempo

Step Response 0.4

0.35

0.3

Amplitude

0.25

0.2

0.15

0.1

0.05

0 0

0.4

0.8

1.2

1.6

Time (sec.)

Por: Raúl R. Roque Yujra

19

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

Problema 12 Sea la función de transferencia de un sistema: s 2 + 4s + 5 ; ( s 2 + 8s + 20)( s + 1)( s + 3)( s + 5) determinar el lugar de raíces de dicho sistema. Solución.1.- Determinar los lugares geométricos de las raíces sobre el eje real, para ello se utiliza la condición de ángulo. Im G( s) =

2 1 Re -5

-3

-1 -1 -2

Fig. 6 Posible lugar de Raíces

2.- Determinar las asíntotas del Lugar Geométrico de las Raíces: θ =±

180 °(2 k + 1) ; n−m

k = 0 ,1, 2,...

con n = número de polos y m = número de ceros, entonces: θ =±

180 °( 2 k + 1) = 60 °( 2 k + 1) ; 3

θ 0 = 60 ° ,

θ1 = 180° ,

θ2 = 300°

3.- Determinar la intersección de las asíntotas con el eje real. polos − ∑ ceros σ= ∑ ; n−m entonces: σ =

(1 + 3 + 5 + 4 + 4 ) − (2 + 2 ) 14 =− = − 4.67 5−2 3

Hasta aquí se tiene la siguiente grafica

Por: Raúl R. Roque Yujra

20

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

Im

2 1 Re -5

-3

-1 -1 -2

Fig. 7 Puntos de Intersección y asíntotas del LGR

4.- Como se tiene 2 ramas unidas sobre el eje real (lugar de raíces entre –1 y -3), ellos quiebran en su trayectoria a 90 ° , el punto de quiebre se determina utilizando: df ( s) = 0 , donde f ( s ) = 1 + G ( s ) ds

reemplazando se tiene: f (s) = 1 +

s 2 + 4s + 5 ; ( s 2 + 8s + 20)( s + 1)( s + 3)( s + 5)

finalmente: df ( s ) = P ( s ) = 3 s 6 + 50 s 5 + 344 s 4 + 1269 s 3 + 2661 s 2 + 3190 s + 1700 = 0 ; ds

cuyas raíces son: s1 = −1.7978 ; s2 = −3.7044 ; s3 , 4 = 4 .2363 ± 1 .1975 i ; s5 , 6 = −1 .3459 ± 1 .6059 i ;

solo s1 pertenece al Lugar geométrico de las raíces, por tal razón el punto de quiebre de las ramas es: γ = −1 .7978 . Se construye finalmente el Lugar Geométrico de las Raíces, mediante el uso de la regla: El diagrama del lugar de raíces parte de los polos del SLA y terminan en los ceros del SLA, con esto se tiene la grafica.

Por: Raúl R. Roque Yujra

21

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

Im

2 1 σ = −4 .6667 γ = − 1.7978 -5

-3

Re

-1 -1 -2

Fig. 8 Lugar Geométrico de las Raíces

Problema 13.Sea el SLA, con función de transferencia: s 2 + 6s + 5 G(s ) = 2 ; (2.1) ( s + 6)( s + 2)( s + 6) Trazar el Lugar Geométrico de las Raíces, diseñar K de tal manera que el sistema tenga como polos dominantes a s1 ,2 = −0 .571 ± 9 .824 i . Solución.- El comportamiento del SLA a una entrada escalón es: Respuesta en el tiempo de G(s) 0.04

0.03

Amplitud

0.02

0.01

0

-0.01

-0.02 0

2

4

6

8

10

12

Tiempo (sec.)

Fig. 9 Respuesta en el Tiempo

Por: Raúl R. Roque Yujra

22

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

Como se muestra en la figura anterior, el sistema es oscilante y mediante la elección de la ganancia K , se mejorar el desempeño del SLC. 1.- Primero se identifica los polos y ceros de la función de transferencia, con esto se determina los posibles lugares de las raíces. Polos : s1 ,2 = ±6 i , s3 = 2 , s4 = 6 . Ceros: z1 = 1 , z 2 = 5 . De esa manera se tiene : Im 6

-6

-5

-2

Re

-1

-6

Fig. 10 Posible Lugar Geométricos de Raíces

2.- Determinación de las asíntotas de los lugares geométricos: θ k =

± 180 °(2 k + 1) ; n−m

± 180 (2 k + 1) = ± 90 °( 2 k + 1) ; (2.2) 4−2 Las asíntotas tiene ángulos : θ 0 = 90 ° , θ1 = 270° ; θk =

3.- Determinación del Punto de intersección de las asíntotas con el eje real. polos − ∑ ceros σ= ∑ ; n−m σ =

(2 + 6 + 6i − 6 i ) − (5 + 1) ; 4−2

(2.3)

El punto de intersección de las asíntotas y el eje real se produce en : σ = 1; 4.- Determinación del puntos de quiebre de las ramas. Nótese que en este ejemplo no se tiene la unión de dos ramas (polos). df ( s ) dG ( s) = = P ( s) = 0 ; (2.4) ds ds

Por: Raúl R. Roque Yujra

23

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

P ( s) = 2 s 5 + 26 s 4 + 116 s 3 − 384 s − 1152 = 0 ;

(2.5)

cuyas raíces son: s1 = 2.012 ; s2 , 3 = −5 .27 ± 2.101 i ; s4 , 5 = −2 .23 ± 1 .971i ;

ninguno de estas soluciones pertenece al Lugar de Raíces, entonces quiere decir que no hay puntos de quiebre. 5.- Determinación de los ángulos con que el lugar de raíces deja a los polos: ωk = 180°( 2k + 1) − ∑ ∠otros polos + ∑ ∠ceros ; ω1 = 180° − (27° + 57° + 90° ) + (32° + 72°) = 110° ; (2.6) como los polos son conjugados: (2.7) ω2 = 180 − ( −27° − 57° − 90°) + ( −32° − 72°) = 250° = −110° . La mediciones se muestran en la figura siguiente.

Im 6

27 -6

-5

57

32 -2

72

Re

-1

-6

Fig. 11 Medición de ángulos

6.- El valor de K se halla reemplazando el polo deseado (este polo debe estar en el LGR), y cumple con: ( s 2 + 36 )( s 2 + 8 s + 12 ) 1 K= = G(s) s 2 + 6s + 5

Por: Raúl R. Roque Yujra

= 64 .1 .

(2.8)

s =−0 .571+ 9.824i

24

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

Im 6

-6

-5

-2

Re

-1

-6

Fig. 12 Lugar geométrico de la Raíces

El sistema de Lazo cerrado es ahora es: R(s) +

64.1

G(s)

C(s)

Fig. 13 Sistema de Lazo cerrado

el comportamiento en el tiempo se muestra en la figura 10.

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25

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

Step Response From: U(1) 1.4

1.2

0.8

To: Y(1)

Amplitude

1

0.6

0.4

0.2

0 0

2

4

6

8

10

Time (sec.)

Es importante aclarar que el sistema en lazo abierto era oscilatorio, en cambio con el uso de método del Lugar Geométrico de las raíces se ha encontrado una ganancia la misma que hace que el sistema de lazo cerrado tenga mayor desempeño, aunque con un sobre paso bastante grande. El diseño anterior puede ser resuelto utilizando algunas herramientas computacionales. Ahora se presenta el desarrollo del diseño utilizando rutinas de MATLAB. El Lugar Geométrico de Raíces es trazado mediante la función rlocus, , se utiliza el siguiente script para generar tal grafica: > num=[1 6 5]; > den=[1 8 48 288 432]; > sisla=tf(num,den); > rlocus(sisla); Generando :

Por: Raúl R. Roque Yujra

26

Sistemas de Control

Lugar de Raíces

20

15

10

Imag Axis

5

0

-5

-10

-15

-20 -7

-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

Real Axis

mediante la función rlocfind se busca los polos deseados: > z=0.057; >wn=9.84; > sgrid(z,wn); > rlocfind(sisla);

Por: Raúl R. Roque Yujra

27

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Resp. en Frecuencia

40

30

20

Imag Axis

10

0

-10

-20

-30

-40 -7

-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

Real Axis

esta función determina la ganancia K para obtener los polos deseados, el resultado fue el siguiente: » rlocfind(sisla) Select a point in the graphics window selected_point = -0.59447004608295 + 9.59064327485381i ans = 59.81092426934112. Problema 15.Sea un proceso físico, el mismo que puede ser modelado mediante, la siguiente función de transferencia: G ( s) =

1 .06 ; s ( s + 1)( s + 2 )

A este proceso se le aplica realimentación unitaria, tal como se ve en la figura: R (s )

Por: Raúl R. Roque Yujra

+-

1.06 s( s + 1)( s + 2)

C (s)

28

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Resp. en Frecuencia Fig. 14 Proceso con realimentación unitaria.

a) b) c) d) e) f)

Determine la función de transferencia del sistema de lazo cerrado. Determine los polos dominantes del sistema. Determine la constante de error de velocidad. Determine el Lugar Geométrico de las Raíces. Hallar el intervalo de la constante K de manera que el sistema sea estable. Diseñar un compensador de retraso para que el error estático de velocidad incremete hasta casi 5 [1/seg] , sin que los polos del sistema de lazo cerrado con K = 1 , no cambien en forma notable.

Solución.a). La función de transferencia para un sistema con realimentación unitaria es: 1.06 C(s) s ( s + 1)( s + 2 ) = ; 1 .06 R(s ) 1+ s ( s + 1)(s + 2)

simplificando: C( s ) 1.06 ; = R( s ) s ( s + 1)( s + 2) + 1.06 b). Los polos dominantes se determinan encontrando las raíces del numerador, esto es: s( s + 1)( s + 2) + 1.06 = 0 ; entonces: s1, 2 = −0 .33 ± 0 .58 j y s3 = −2 .33 ; los polos dominantes son: s1, 2 = −0 .33 ± 0 .58 j ; de aquí se puede obtener el coeficiente de amortiguamiento y la frecuencia natural no amortiguada de la siguiente manera: Sabemos que: 0 .33 = ζω n y 0 .58 = ω n 1 − ζ 2 ; resolviendo ambas ecuaciones, se tiene que, el coeficiente de amortiguamiento es: ζ = 0 .5 ; y la frecuencia natural no amortiguada es: ω n = 0 .66 ; La respuesta al escalón unitario del sistema de lazo cerrado se obtiene mediante el siguiente script en MATLAB: num=[1.06]; Por: Raúl R. Roque Yujra

29

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Resp. en Frecuencia

den=[1 3 2 0]; sla=tf(num,den); slc=feedback(sla,1); [y,t]=step(slc); plot(t,y); Respuesta al Escalon unitario del sistema de Lazo Cerrado 1.5 Salida

Entrada

1

0.5

0 0

4

8 Tiempo 12

16

20

c). La constante de error de velocidad es: Kv = Lim sG ( s) ; s →0

reemplazando la función de transferencia y resolviendo el limite se tiene que: K v = 0 .53 ; por otro lado el error en estado estacionario para una entrada rampa es: ess =

1 1 = = 1.8868 K v 0 .53

la respuesta a una entrada rampa unitaria se la obtiene incluyendo el siguiente script ram=tf([1],[1 0]); slcer=series(ram,slc); [yr,tr]=step(slcer); r=tr; plot(tr,r,tr,yr); se observa el comportamiento en la siguiente figura:

Por: Raúl R. Roque Yujra

30

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Resp. en Frecuencia Respuesta a una Rampa unitaria 12 10 Entrada 8 6 Salida

4 2 0 0

2

4 Tiempo 6

8

10

12

Se nota que el error en estado estacionario es bastante grande. d). Para hallar el Lugar Geométrico de las Raíces se utiliza el siguiente script en MATLAB: num=[1.06]; den=[1 3 2 0]; sla=tf(num,den); rlocus(sla); Lugar Geométrico de las Raíces para el sistema: G(s)= 1.06 / s(s+1)(s+2) 2

Imag Axis

1

0

-1

-2 -2.5

-2

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

Real Axis

e). Para hallar el intervalo en el cual la ganancia K hace que el sistema sea estable, se utiliza el criterio de Rout-Hurwitz, entonces se analiza la ecuación caracteristica: 1 + KG (s ) = 0 ;

reemplazando: Por: Raúl R. Roque Yujra

31

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Resp. en Frecuencia

1+ K

1 .06 =0; s (s + 1)( s + 2 )

operando se tiene: s 3 + 3 s 2 + 2 s + 1.06 ( K + 1) = 0 ;

entonces: s3 s

2

s

1

s0

1

2

3 1 .06 ( K + 1) 1 [6 − 1.06( K + 1) ] 0 3 1 .06 ( K + 1)

para que el sistema sea estable, los elementos de la primera columna deben ser positivos, de esta manera se obtienen las siguientes condiciones: 1 [6 − 1.06 (k + 1)] > 0 ; 3 ii). 1.06 ( K + 1) > 0 ;

i).

el intervalo resultante es: 4.6604 > K > 0 ; En el inciso d). se determinó que el error en estado estacionario era grande, si desearíamos incluir la ganancia K , dentro la trayectoria directa modificará el error en estado estacionario reduciendolo, sin embargo como se ve el valor de la ganancia K esta restringido en un pequeño intervalo, tal como se determino anteriormente. f). El compensador de retraso tiene la forma: 1 Ts + 1 T ; Gc ( s) = K c β = Kc 1 β Ts + 1 s+ βT s+

La localización del cero y el polo de este compensador deben estar alejados del los polos dominantes deseado. La contribución angular de este compensador debe ser bastante pequeña (menor que 7° [Ogata, 2da Edición]). Existe criterios de diseño que indican que el valor del parámetro β debe ser 1 < β < 15 . Con lo dicho anteriormente, la posición del cero será: 1 = 0 .08 ; T

se elige β = 10 ; entonces el compensador tiene la forma:

Gc ( s) = K c

s + 0 .08 ; s + 0 .008

lo que queda determinar es la ganancia; antes de ello veamos la contribución angular que da el compensador en la ubicación de los polos dominantes, es decir: Por: Raúl R. Roque Yujra

32

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Resp. en Frecuencia ∠ Gc ( s) |s =−0 .33+ 0.58 j = ∠ s + 0 .08 − ∠s + 0 .008 ; ∠ Gc (s ) | s = −0.33+ 0. 58 j = 5 .72 ° ;

Esta contribución angular modifica el Lugar de Raíces, claro está que dicha modificación es pequeña tal como se quería. Ahora la función de transferencia de trayectoria directa, incluido el compensador es: s + 0.08 1.06 ; Gc ( s)G( s ) = K c * s + 0.008 s (s + 1)( s + 2) lo que es igual : s + 0.08 ; Gc ( s)G( s) = K s ( s + 0.008)( s + 1)( s + 2) donde K = 1.06 K c ; ahora el Lugar Geométrico de la Raíces que da como: Lugar Geométrico de las Raíces para el sistema compensado: 2.5

2

Sin Compensador

Imag Axis

1.5

1 Con Compensador

polos dominantes 0.5

0.58 0.5

sin compensador

polos dominantes con compensador

0 -0.28 -0.5 -1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

Real Axis

entonces los nuevos polos dominantes son: s1 ,2 = −0.28 + 0.5 j ; ahora se debe hacer cumplir el criterio del modulo, sobre los nuevos polos dominantes: s + 0.08 K = 1; s( s + 0.008)( s + 1)( s + 2) es decir que: s (s + 0.008)( s + 1)( s + 2) K= = 0.9510 ; s + 0.08 s = −0.28 +0 .5 j Por: Raúl R. Roque Yujra

33

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Resp. en Frecuencia

por otro lado: Kc =

K = 0 .8972 1 .06

el compensador es: Gc ( s) = 0.8572

s + 0 .08 ; s + 0 .008

A continuación se muestra respuesta al escalón y la rampa unitaria para el sistema sin compensador y la respuesta del sistema incluyendo el compensador de retraso Respuesta al Escalon 1.4

Sistema Compensado

1.2 1 0.8

Sistema no Compensado

0.6 0.4 0.2 0 0

5

10

15

20

25

Tiempo Respuesta a la rampa unitaria 25 20 15

Sistema Compensado

10 Sistema no 5

Compensado

0 -5 0

Por: Raúl R. Roque Yujra

5

10

15

20

25

34

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Realimentación de Estados

Problema 16 Sea el sistema de orientación de satélite de la figura, donde θ es la posición angular deseada, l es la distancia del eje del propulsor al centro de masa del satélite, β es el ángulo de efecto de control, la variación del ángulo β es proporcional a la señal de control u , R es una constante que representa una cierta ganancia estática del actuador que convierte el control u en velocidad de variación del ángulo β y J es la inercia efectiva del satélite. Orientación de Referencia

Orientación Deseada

θ F CM

β

l Sistema de orientación de Satélite

Las ecuaciones diferenciales que rigen el movimiento del sistema se obtienen de la segunda ley de Newton: Jθ&& = Torque neto aplicado = Fuerza x brazo = F sin( β ) * l ; o en forma compacta: Jθ&& = Fl sin( β ) ; el ángulo β crece o decrece, de acuerdo al control aplicado mediante la ley de variación: dβ = Ru ; dt

las variables d estado se escogen como: ; x 2 = θ& y x3 = β ; x1 = θ Entonces el sistema no lineal se describe de la siguiente manera en el espacio de estados: x& i = f i ( x1 , x 2 ,..., xi ) + ug ( x1 , x2 ,..., xi ) ; i = 1,2,...n es decir: x&1 = x 2 ; Fl sin( x3 ) ; J x& 3 = Ru ;

x& 2 =

El punto de equilibrio físicamente signi ficativo del sistema, se obtiene igualando a cero el miembro derecho de cada ecuación de estado. Este resulta ser: x1 = arbitrario ; x2 = 0 ; x3 = 0 y u = 0 Por: Raúl R. Roque Yujra

35

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Realimentación de Estados

La respuesta a un escalón unitario del sistema no lineal es: Respuesta del sistema No lineal 15 10 x1

5 0 0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

2

x2

1

0 150 100 x3 50 0

Linealización del sistema Se tiene que la forma lineal general es: x& = Ax + Bu ; donde: A = J |x =x ; para linealizar el sistema alrededor de estos puntos se determina la matriz Jacobiana del sistema, es decir: i

 ∂f 1   ∂x1 ∂f A = JA =  2  ∂x  1  ∂f 3  ∂x1

Por: Raúl R. Roque Yujra

∂f 1 ∂x 2 ∂f 2 ∂x 2 ∂f 3 ∂x 2

∂f 1   ∂ x3  ∂f 2  = ∂ x3   ∂f 3  ∂ x3 

0 1  0 0 0 0 

e

 0  Fl cos( x3 )  = J  0 

0 1  0 0 0 0 

0 Fl  ; J  0 

36

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Realimentación de Estados  ∂g 1     ∂ u1   0  ∂g B = J B =  2  =  0 ;  ∂u     1   R   ∂g 3   ∂ u1 

C = [1 0 0] ; la representación lineal en el espacio de estados es:  x&1   0 1  x&  =  0 0  2   x& 3   0 0 

0   x1   0  Fl      x2 + 0 u ; J     0   x3   R 

 x1  y = [1 0 0] x2  ;  x3  Descripción de las características del Modelo Lineal El sistema linealizado es independiente del punto de equilibrio. También es fácil ver que el sistema es completamente controlable pues la matriz de controlabilidad dada por: FLR   0 0 J    FLR C = 0 0 ; J   0 0  R   es de rango completo (rango 3), pues su determinante es distinta de cero. Simulación del Sistema en Lazo Abierto Para realizar la simulación del sistema en lazo abierto se toman los siguientes valores de las constantes: F = 200 ; L = 3 ; R = 20 ; J = 50 ; Los resultados son los siguientes

Por: Raúl R. Roque Yujra

37

Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Realimentación de Estados

Respuesta del sistema No lineal

4

x 10 6 4 x1

2 0 0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

15000 10000 x2 5000 0 200

x3 100

0

Diseño de un Controlador El controlador que se va diseñar tiene el enfoque del espacio de estados, es decir que se usara los estados para realizar una compensación, este método se denomina Control por Realimentación de Estados. Proponemos entonces la siguiente ley de control: u = − k1 x1 − k 2 x 2 − k 3 x 3 ; Esta ley de control conlleva, en consecuencia, la siguiente expresión para el sistema de control en lazo cerrado.  x&1   x&  =  2  x& 3 

 0   0   − Rk 1

1 0 − Rk 2

0   x1  FL    x2 ; J    − Rk 3   x 3 

Puesto que el interés fundamental está en inducir una dinámica controlada para el valor de las perturbaciones del estado de naturaleza asintóticamente estable a cero, los valores de las ganancia k 1 , k 2 y k 3 deben especificarse de tal manera que los autovalores del sistema autónomo anterior(sistema de lazo cerrado) tengan parte real negativa. Con el objetivo de hacer está especificación calculamos el polinomio característico y lo igualamos a alguno del cual sabemos tiene sus raíces en el semiplano izquierdo en valores preestablecidos. El polinomio característico del sistema de lazo cerrado está dado por: Por: Raúl R. Roque Yujra

38

Sistemas de Control  s  det( sI − A + bk ) = det  0   Rk 1

Diseño de Controladores por Realimentación de Estados −1 s Rk 2

0  FLRk 2 FLRk 1 FL  − = s 3 + Rk 3 s 2 + s+  J  J J s + Rk 3 

como puede apreciarse de la conformación de este polinomio característico, los parámetros de diseño intervienen independientemente en cada término del polinomio. Este hecho permitirá obtener estos valores al igualar el polinomio característico a uno deseada cuyos polos se encuentran en el semiplano izquierdo. Supongamos que deseamos contar con una localización de polos como la que se muestra en la figura:

cj

b

a

-cj Es decir , deseamos que el polinomio característico en lazo cerrado por: p d ( s ) = ( s + a )( s + b − jc)( s + b + jc) = ( s + a )( s 2 + 2 bs + b 2 + c 2 ) ;

donde a, b y c, son conocidos y se escogen de tal manera que el sistema de lazo cerrado tenga características deseables. Igualando, los coeficientes de las mismas potencias de ambos polinomios obtenemos el siguiente conjunto de ecuaciones para los parámetros de diseño: a(b 2 + c 2 ) k1 = J ; FLR b 2 + c 2 + 2 ab ; k2 = J FLR 2b + a ; k 3= R

Simulación en Lazo cerrado Para realizar la verificación del diseño del controlador, se utilizaron los siguientes datos en le controlador: a = 2 ; b = 3 .5 ; c = 12 .75 ; las condiciones iniciales del sistema son: x1 = 2 ; x1 = 0 ; x3 = 0 ; Por: Raúl R. Roque Yujra

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Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Realimentación de Estados

el valor de referencia es: x1ref = 2 .5 ; Respuesta del sistema e Lazo cerrado 3 x1ref

x1

2.5

2 0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

2 1 x2 0 -1 1 0.5 x3 0 -0.5

Se realizó otra simulación para una condición inicial diferente es decir x1 (0) = 1.1

Respuesta del sistema e Lazo cerrado 3 x1ref

x1

2

1 0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

4 2 x2 0 -2 2

x3

0

-2

Por: Raúl R. Roque Yujra

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Sistemas de Control

Diseño de Controladores por Realimentación de Estados

es claro notar que cuando la condición inicial del sistema está proxima a la referencia, el controlador realiza optimamente su trabajo. Para el en el que la condición inicial es: x1 (0) = 0 ; entonces se tiene que el controlador proporciona: Respuesta del sistema e Lazo cerrado 1 x1ref x1

0.5

0 0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

2 1 x2 0 -1 10

x3

5

0

es claro ver que en este caso la señal de control no proporciona un a señal de control adecuada, pues como se ve no llega a al valor de referencia deseado. Bibliografía [1] Ogata K. “Dinámica de Sistemas”. Primera Edición. Prentice Hall, 1993. [2] Ogata K. “Ingeniería de Control Moderna”. Tercera Edición. Prentice Hall, 1997. [3] Lago G. “Teoría de Sistemas y Circuitos”. Primera Edición. Editorial Limusa. 1984. [4] Targ S. “Breve Curso de Mecánica Teórica”. Quinta Edición. Editorial MIR. 1986. [5] Leonhard W. ”Control of Electrical Drives”. Segunda Edición.SpringerVerlag Berlin Heidlberg New York, 1996. [6] Spong M. y Vidyasagar M. “Robot Dynamic and Control”, Wiley and Sons, 1989.

Por: Raúl R. Roque Yujra

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