• Author / Uploaded
• cesar815_rfh3

Citation preview

SEP

SEIT

DGTI

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet ESTRATEGIAS PARA LA CORRECCIÓN DEL FACTOR DE POTENCIA EN BALASTROS ELECTRÓNICOS CON BAJO FACTOR DE CRESTA

T

E

PA R A

S

O B T E N E R

I E L

S

G R A D O

D E :

MA ESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA P

R

E

S

E

N

T

A

:

ARTURO JAVIER MARTÍNEZ MATA

DIRECTORES DE TESIS:

DR. MARIO PONCE SILVA DR. CARLOS AGUILAR CASTILLO

CUERNAVACA, MORELOS

JULIO 2002

A Jehová Dios por su sabiduría, justicia y bondad amorosa.

A mis padres: Amalia Mata y Modesto Martínez por la grandeza de sus corazones.

A mis hermanos: Ramón, Sergio, Lety, Alma y Nena por todo lo vivido.

Agradecimientos A Dios por hacer brillar mi oscuridad. A mi familia por su gran apoyo en todo momento, en especial a mi hermana Lety por sus valiosos comentarios Al Dr. Mario Ponce Silva por compartirme su experiencia y brindarme un gran apoyo para el desarrollo de este proyecto. Al Dr. Carlos Aguilar Castillo por su ayuda en la realización del presente trabajo. A mis revisores: Dra. Maria Cotorogea, Dr. Abraham Claudio y al M.C. Alberto Campos por sus valiosos puntos de vista que contribuyeron a mejorar este documento. A mis compañeros de generación: Javier Macedonio, Omar Castañeda (Wolf), Rene Osorio, Raúl Jiménez (Rulis), Jesús Mina, Irene Guerrero, Roger Carrillo, Miguel Zapata, Miguel Mijangos y Luis Neri, con quienes compartí bellos momentos. A mis compañeros de electrónica: Marco Contreras, Jesús Aguayo, Horacio Visario, Javier Correa, Pedro Sibaja; y de computación: Miriam Erika y Gustavo Verduzco. Por brindarme su amistad. Al personal del Departamento de Electrónica: Don Román, Mario Moreno, Doña Lupita, Anita, Liliana, Mayra y Alfredo por su disponibilidad laboral y su desinteresada amistad. A todos mis profesores del Tecnológico de Zacatepec y del CENIDET quienes fueron parte fundamental en mí formación profesional. Al Dr. Enrique Quintero, Dr. Gerardo Vela y al Dr. Jaime Arau que desde la jefatura del Departamento apoyaron e impulsaron este trabajo de investigación. Al CONACYT por el apoyo financiero otorgado para la realización de esta maestría . A todos ellos(as) muchas gracias...

ÍNDICE

SIMBOLOGÍA

v

NOMENCLATURA

vii

INTRODUCCIÓN

ix

CAPITULO 1 ESTADO DEL ARTE

1

1.1 Lámparas de descarga 1.1.1 Tipos de lámparas de descarga 1.1.2 Principio de funcionamiento 1.1.3 Vida útil de la lámpara y depreciación del flujo luminoso 1.1.4 Características y circuitos tradicionales para la alimentación de lámparas fluorescentes 1.2 Sistemas de alimentación electrónicos para lámparas fluorescentes 1.2.1 Partes de un balastro electrónico 1.2.2 Posibilidades para inversores de alta frecuencia alimentados en tensión 1.3 Balastros electrónicos con alto factor de potencia (FP) 1.3.1 Factor de potencia y contenido armónico 1.3.2 Aspectos de normatividad 1.3.3 Técnicas para la corrección del FP (CFP) en balastros electrónicos 1.4 Estado del arte y topologías propuestas para la investigación 1.4.1 CFP en convertidores CA/CD 1.4.2 Balastro electrónico minimizando el capacitor de filtrado 1.4.3 Balastro electrónico con convertidor en serie (BECS) 1.5 Conclusión 1.6 Referencias

1 1 3 5 6 8 9 10 12 12 14 15 18 18 21 22 25 25

CAPITULO 2 ANÁLISIS DE ESTRUCTURAS RESONANTES

29

2.1 Introducción 2.2 Determinación del capacitor de filtrado y ganancia del tanque resonante 2.3 Características de estructuras resonante para la alimentación de lámparas fluorescentes 2.4 Análisis del tanque resonante LCC 2.4.1 Estructura resonante LCC 2.4.1.1 Análisis matemático 2.4.1.2 Análisis en simulación

2.4.2 Estructura resonante LCC con transformador (LCCT) 2.4.2.1 Análisis matemático 2.4.2.2 Análisis en simulación

2.5 Conclusiones 2.6 Referencias

CAPITULO 3 BALASTRO ELECTRÓNICO MINIMIZANDO EL CONDENSADOR DE FILTRADO 3.1 Análisis experimental en lazo abierto 3.1.1 CFP mediante la reducción del capacitor de filtrado 3.1.2 Caracterización del tanque resonante LCCT en lazo abierto 3.2 Técnica de control modulación de frecuencia 3.2.1 Descripción de la técnica de control 3.2.2 Implementación del circuito de control 3.2.3 Caracterización del control de frecuencia 3.2.4 Resultados experimentales 3.3 Análisis de resultados 3.4 Referencias

CAPITULO 4 BALASTRO ELECTRÓNICO CON CONVERTIDOR SERIE (BECS) 4.1 Introducción 4.2 Análisis matemático 4.2.1 Circuito equivalente simplificado del balastro electrónico 4.2.2 Evaluación de la relación de potencias 4.2.3 Evaluación de la distorsión armónica y del factor de potencia 4.2.4 Evaluación del factor de cresta 4.3 Diseño de la topología BCES 4.4 Resultados de simulación 4.5 Resultados experimentales del lazo abierto 4.6 Resultados experimentales con control de frecuencia 4.7 Análisis de resultados 4.8 Referencias ii

29 30 35 36 36 36 42 45 45 51 54 55

55 55 55 58 60 60 61 62 65 67 68 69 69 70 70 72 75 79 82 86 88 91 93 94

CAPITULO 5 CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES

95

5.1 Conclusiones 5.2 Recomendaciones y trabajos futuros 5.3 Otros logros

95 99 99

APÉNDICE BIBLIOGRAFÍA GENERAL

iii

SIMBOLOGÍA

CF CS Cp fS fL

Iˆ1 Iˆ2 , Iˆ3 ,...Iˆn ig(t) Ig iac(t) ∧

IR

LS LTrp LTrs L1 L2 m Mv M Pavg PFO PFIN

PL PR1 Q QF Re RL Rinv

Capacitor de filtrado a la salida del voltaje rectificado Capacitor serie del tanque resonante Capacitor paralelo del tanque resonante Frecuencia de conmutación Frecuencia de línea valor eficaz de la componente fundamental de la corriente de línea Distintos valores eficaces de los armónicos de la corriente de línea Corriente instantánea de la fuente de voltaje rectificado Corriente pico de la fuente de voltaje rectificado Corriente instantánea de la red de alimentación Corriente eficaz en una carga resistiva Inductancia serie del tanque resonante Inductancia del secundario del transformador Inductancia del primario del transformador Inductancia del primario del Flyback Inductancia del secundaria del Flyback Cociente entre el voltaje de línea rectificado y el voltaje de salida del convertidor Flyback Ganancia de voltaje del tanque resonante Ganancia de voltaje en el estado de pre-encendido del tanque resonante Potencia promedio Potencia de salida del convertidor flyback Potencia de entrada al convertidor flyback Potencia nominal en la lámpara Potencia consumida por la resistencia relejada al primario Factor de calidad Relación de potencias Resistencia equivalente del circuito de la red resonante Resistencia equivalente de la lámpara Resistencia equivalente de la etapa del inversor resonante y la lámpara

v

R1 vac(t) vg(t) Vs V cc Vg VL VˆL VS Vo Vos V1 XCS XCp XLS η ηF ω ωL ωS

Resistencia equivalente de la lámpara reflejada al primario Voltaje instantáneo de entrada Voltaje instantáneo de entrada rectificado Voltaje a la salida del convertidor flyback Voltaje promedio aplicado al inversor resonante Valor pico del voltaje de línea rectificado Voltaje pico en la lámpara en estado estable Voltaje eficaz en la lámpara Voltaje en las terminales de la resistencia del circuito serie equivalente del tanque resonante Voltaje a la salida del tanque resonante en el estado de pre-encendido Voltaje de offset Voltaje pico de la fundamental a la salida del inversor Reactancia capacitiva serie del tanque resonante Reactancia capacitiva paralela del tanque resonante Reactancia inductiva serie del tanque resonante Eficiencia del balastro Eficiencia del convertidor flyback Frecuencia angular Frecuencia angular de línea Frecuencia angular de conmutación

vi

NOMENCLATURA

AID BECS CA CD CFP DAT FCC

FP EMI

IIC LAMP

LC LCC LCCT MCC MCD MF PSPICE LCC

UV ZCS ZVS

Alta intensidad de descarga Balastro electrónico con convertidor serie Corriente alterna Corriente directa Corrección del factor de potencia Distorsión armónica total Factor de cresta de corriente Factor de potencia Interferencia electromagnética Tanque resonante inversor de impedancias capacitivo Lámpara fluorescente Tanque resonante paralelo Tanque resonante serie-paralelo Tanque resonante serie-paralelo con transformador Modo de conducción continuo Modo de conducción discontinuo Modulación de frecuencia Programa de cómputo para la resolución de circuitos eléctricos Tanque resonante LCC Ultravioleta Conmutación a corriente cero Conmutación a voltaje cero

vii

INTRODUCCIÓN

A

CTUALMENTE la preocupación por el ahorro de energía eléctrica, ha aumentado notablemente. Una de las áreas de gran interés es la de iluminación, debido a que, aproximadamente un 25% de la energía eléctrica se consume en sistemas de iluminación artificial. Mediante el empleo de lámparas de descarga se obtienen considerables ahorros de energía, en comparación con el uso de lámparas incandescentes. Estas últimas disipan una gran cantidad de energía en forma de calor y el resto en energía luminosa.

Los esfuerzos de investigación en lámparas de descarga se centran fundamentalmente en dos líneas: (1) el conocimiento más profundo de los fenómenos de descarga que ocurren en el interior de la lámpara, buscando que ésta tenga una vida útil más larga y, (2) la búsqueda de circuitos de alimentación que mejoren la eficiencia de la conversión de energía eléctrica-lumínica. Hasta hoy, los sistemas de alimentación para lámparas de descarga son los balastros electromagnéticos y electrónicos. Sin embargo, los primeros son voluminosos ya que operan en baja frecuencia (60Hz), por otra parte, los segundos son más versátiles ya que operan en alta frecuencia (>10kHz), además de que es posible variar la potencia de la lámpara y se elimina el efecto de parpadeo que tienen los electromagnéticos.

Introducción

Una de las ventajas que tienen los balastros electromagnéticos en comparación con los electrónicos es su bajo costo. Para soslayar esta ventaja, en los últimos años los grupos de investigación han centrado la atención en disminuir costos en la fabricación de balastros electrónicos. Por otra parte, dado que los balastros electrónicos requieren para su alimentación corriente directa, una de la técnicas más simples de implementar una fuente de CD para la alimentación del balastro consiste en colocar una etapa de rectificación seguida de un capacitor voluminoso. Sin embargo, si la capacidad de éste es elevada, ocasiona que la corriente de entrada se distorsione originando armónicos que se reflejan en una disminución del factor de potencia, lo que se traduce en un menor aprovechamiento de la energía eléctrica. Para limitar los componentes armónicos de la corriente de entrada, se han creado varias normas, siendo la norma IEC-1000-3-2 una de las más completas. Para cumplir con esta norma, en la última década se han propuesto diversas soluciones para reducir las componentes armónicas de la corriente de entrada, las cuales se pueden clasificar en técnicas pasivas, activas e híbridas. Esta etapa de corrección aumenta aún más el problema de la disminución de costos en la fabricación de balastros electrónicos. La principal meta en este trabajo es el desarrollo de un balastro electrónico para lámparas fluorescentes con alto factor de potencia y que tenga el menor número de componentes. Para cumplir con esta meta se tienen los siguientes objetivos: •

El estudio del impacto del valor del capacitor de filtrado utilizado en un rectificador convencional sobre el contenido armónico de la corriente de línea y el factor de cresta en la lámpara.

•

Estudio de tanques resonantes usados comúnmente en balastros electrónicos con el fin de observar la factibilidad de implementar un control en frecuencia para variar la ganancia del tanque resonante.

•

Proponer una estrategia de modulación de frecuencia que permita alcanzar baja distorsión armónica de la corriente de línea manteniendo un bajo factor de cresta.

En el capítulo uno se presentan los conceptos teóricos empleados en sistemas de iluminación, la justificación del empleo de balastros electrónicos en lámparas fluorescentes, una revisión del estado del arte en la corrección del factor de potencia en balastros electrónicos y finalmente se presentan dos interesantes estrategias para la corrección del factor de potencia. En el siguiente el capítulo se muestran las topologías resonantes convencionales empleadas en la literatura. Por otra parte se presenta el análisis de estructuras resonantes con alta ganancia en estado estable para compensar las variaciones del voltaje instantáneo del bus de CD que alimenta al inversor resonante. También se incluyen simulaciones en PSpice para conocer el comportamiento de cada una de las estructuras resonantes y poder seleccionar, de esa forma, la topología resonante más adecuada para este trabajo.

x

Introducción

En el tercer capítulo primeramente se presentan los resultados de la estrategia de corrección del factor de potencia eliminando el capacitor de filtrado. Se muestran los efectos de eliminar el capacitor de filtrado en cuanto a la corriente de línea y la corriente de la lámpara. Posteriormente se muestra la caracterización del tanque resonante en lazo abierto y lazo cerrado. Por otra parte, se describe también el método para controlar la ganancia del inversor resonante y su implementación. Finalmente, se incluyen los resultados experimentales obtenidos al reducir el capacitor de filtrado y la implementación del lazo de control propuesto para reducir el factor de cresta de la corriente en la lámpara. En el capítulo cuatro se describe el análisis de la topología propuesta de balastro electrónico con convertidor en serie (BECS), primeramente se especifican las condiciones necesarias para tener un alto factor de potencia y cumplir con la norma IEC-1000-3-2, así como presentar un bajo factor de cresta, posteriormente se presenta el diseño de un balastro electrónico para la alimentación de una lámpara fluorescente, enseguida se muestran las simulaciones realizadas y finalmente se comprueba el análisis y diseño de esta topología con un prototipo. Los resultados se presentan en dos secciones principales, la primera sección se refiere al balastro electrónico sin control de frecuencia (lazo abierto) y la segunda, a los resultados experimentales obtenidos para la topología con control de frecuencia. Finalmente, en el capítulo cinco se presentan las conclusiones del trabajo de investigación y las recomendaciones para trabajos futuros.

xi

Capítulo 1 ESTADO DEL ARTE

En este capítulo se presentarán los fundamentos teóricos empleados en sistemas de iluminación, como son: los tipos de fuentes de luz artificial, las lámparas de descarga y su clasificación. Posteriormente, se incluirá un estudio más detallado acerca de las lámparas fluorescentes. Se abordará el fenómeno de la descarga de gases y la necesidad de sistemas de alimentación (balastros) para limitar la corriente de descarga. Enseguida se analizarán los inversores tradicionales y a continuación, se presentará una revisión de balastros electrónicos con corrección del factor de potencia con el fin de conocer los trabajos desarrollados en este ámbito. Posteriormente, se mostrará una revisión del estado del arte de las publicaciones técnicas más recientes, en las cuales se fundamenta este trabajo de investigación. Finalmente, se presentarán dos topologías en una sola etapa, propuestas para esta tesis.

1.1

Lámparas de descarga

1.1.1 Tipos de lámparas de descarga Las principales tipos de luz artificial existentes actualmente son: la incandescencia (luz producida por termo-radiación) y la descarga eléctrica (luz producida por electroluminiscencia).

Capítulo 1

Las lámparas que funcionan por incandescencia, en comparación con las de descarga, se conectan directamente a la red eléctrica sin necesidad de equipos auxiliares de conexión o encendido. Las lámparas de descarga, por su parte, tienen una característica de resistencia negativa; es decir, que la resistencia disminuye a medida que aumenta la corriente que por ellas circula. Debido a esto, es necesario utilizar un elemento limitador de dicha corriente de arco para su conexión a la red. Estas lámparas necesitan voltajes superiores a los de la red, por lo que necesitan arrancadores que suministran picos de voltaje para su encendido. Las lámparas de descarga se pueden clasificar en los siguientes tipos: • • •

lámparas de cátodo frío lámparas de descarga de baja presión lámparas de descarga de alta presión

Lámparas de cátodo frío Las lámparas de cátodo frío emiten luz mediante un proceso de descarga luminiscente. Se suelen emplear en señales luminosas, tubos de neón, señalizadores de neón y radiadores UV de pequeño tamaño. Al basarse en una descarga luminiscente, la temperatura de los filamentos es baja, de ahí su nombre. Lámparas de descarga de baja presión Existen dos tipos de lámparas que producen luz mediante una descarga gaseosa de baja presión: las lámparas de sodio y las lámparas de mercurio (fluorescentes). a) Lámparas de vapor de sodio de baja presión La lámpara de vapor de sodio presenta una radiación monocromática correspondiente a las líneas de resonancias del sodio. Dado que esta línea se encuentra muy próxima al máximo de la curva de sensibilidad espectral del ojo humano, la eficacia luminosa es muy elevada. Un inconveniente de las lámparas de vapor de sodio de baja presión es que la temperatura correspondiente a la presión de vapor óptima (0.4 Pa) es bastante alta (260° C), por lo que se ha de proporcionar suficiente energía para mantener esa temperatura, disminuyendo así la eficiencia. Por este motivo, la lámpara se fabrica con doble envoltura. Otra limitación es que la luz emitida es monocromática, lo que da lugar a una reproducción cromática deficiente. En cambio, aumenta el contraste.

2

Estado del Arte

b) Lámparas de vapor de vapor de mercurio (fluorescentes) Las zonas de resonancia del mercurio se encuentran en la zona ultravioleta, por lo que deben ser convertidas a radiaciones visibles por medio de fósforo. En otras palabras en las lámparas fluorescentes la luz ultravioleta se genera por el “fenómeno de fluorescencia”. Esté fenómeno se basa en la conversión de la radiación ultravioleta en visible, realizada por la adición de sustancias fluorescentes situadas en el interior del tubo. La distribución espectral se puede ajustar, usando diferentes tipos de fósforos. La presión de vapor óptima para una descarga a baja presión es de 0.8 Pa aproximadamente, que corresponde a la máxima eficiencia en la producción de radiación ultravioleta. Para conseguir esta presión de vapor, sólo se precisa una temperatura de 40°C, por lo que el calentamiento es bastante rápido. Lámparas de descarga de alta presión También en las lámparas de descarga de alta presión los elementos base son el sodio y el mercurio, pero hay algunas lámparas en las que se añaden otros gases para mejorar el rendimiento cromático. Las lámparas de descarga de alta presión se conocen también como lámparas de alta intensidad de descarga (AID) dado que en ellas la densidad de corriente es elevada. La temperatura necesaria para mantener la presión de vapor de descarga suele ser muy alta, lo que obliga a situar una ampolla exterior a la del tubo de descarga para mantener la temperatura. Existen fundamentalmente tres tipos de estas lámparas: lámparas de vapor de sodio de alta presión, lámparas de vapor de mercurio de alta presión y lámparas de halogenuros metálicos. Además, existen lámparas que producen luz por un sistema mixto (descarga gaseosa más incandescencia) que se denominan de Luz Mezcla. En la referencia [1] se hace una revisión más completa acerca de las lámparas de alta intensidad de descarga (AID).

1.1.2 Principio de funcionamiento Como se mencionó anteriormente, las lámparas fluorescentes son lámparas de descarga de baja presión, donde la luz se produce de forma predominante por elementos fluorescentes activados por la energía ultravioleta generada por arco de mercurio.

3

Capítulo 1

La lámpara de la Figura 1-1 tiene una forma tubular y posee un electrodo o filamento sellado en cada extremo. Está rellena de vapor de mercurio a baja presión con una pequeña cantidad de gas inerte (argón, kriptón, neón o xenón) para favorecer el encendido. La parte interna del tubo está cubierta con elementos fluorescentes, denominados fósforos. Cuando se aplica el voltaje adecuado, se produce un arco debido al flujo de corriente entre los electrodos a través del vapor de mercurio. La descarga producida genera algo de luz visible, pero la mayor parte de la radiación es ultravioleta, fuera del espectro visible. Atomo de Mercurio Luz Visible Radiación UV

Excitación Ionización

Recubrimiento de fósforos

Electrodo o filamento

Ampolla tubular

Vapor de Mercurio

Casquillo

Figura 1-1. Estructura y funcionamiento de la lámpara de vapor de mercurio.

Para iniciar la descarga, se aplica un voltaje suficientemente elevado entre los cátodos. Este voltaje hace que los electrodos emitan electrones, los cuales son acelerados por el campo eléctrico creado. Estos electrones en su trayectoria chocan con los átomos de mercurio y este proceso puede llevar a que un electrón perteneciente al átomo de mercurio pase a un nivel de energía superior absorbiendo energía. Sin embargo, éste es un estado inestable del átomo y el electrón regresa a su orbita natural, liberando el exceso de energía en forma de luz ultravioleta. Esta energía se convierte en luz visible al pasar a través de las sustancias fluorescentes (recubrimiento de fósforo). Es decir, la radiación ultravioleta, al incidir sobre el recubrimiento de fósforo de la superficie (llamados luminóforos), excita los átomos, de forma que la luz visible se produce en su mayoría al regresar los átomos a su estado de no excitación [2]. Otro proceso de encendido puede ser recalentando los cátodos por medio del flujo de corriente, que pasa a través de ellos por un fenómeno que se denomina efecto termoiónico. En este fenómeno, comienzan a fluir electrones como resultado del calor aplicado. Los electrones emitidos ionizan el gas haciéndolo conductor y favoreciendo la descarga eléctrica. La radiación ultravioleta incide sobre los cristales de fósforo que recubren el tubo y se produce la luz visible [3]. Por otra parte, en cada extremo de la lámpara se observan dos electrodos herméticamente sellados, estos pueden ser de cátodo frío o cátodo caliente, que corresponden a los modos de descarga (glow) o arco (arc), respectivamente. Los electrodos de lámparas de cátodo caliente están construidos con un solo hilo de tungsteno o hilo de tungsteno rodeado por otro hilo de tungsteno enrollado sobre el anterior de forma uniforme. 4

Estado del Arte

Los electrodos son el elemento determinante de la vida de la lámpara, ya que se van deteriorando con su funcionamiento. En efecto, el recubrimiento encargado de la emisión de electrones, se va perdiendo, y depositando en las proximidades de los electrodos, causando ennegrecimiento (un color más oscuro de lo normal) de los cátodos. Son dos las causas del envejecimiento: a) La evaporación del tungsteno durante el funcionamiento. Esta evaporación es mayor si la corriente por la lámpara es excesiva o la forma de onda de la corriente no es la adecuada. b) La emisión del material termoiónico debido a sobrevoltaje (sputtering). Estos sobrevoltajes se presentan durante el arranque y son tanto mayores cuando menor es la temperatura. Se puede reducir el voltaje realizando un recalentamiento de los filamentos (caldeo) previo al arranque.

1.1.3 Vida útil de la lámpara y depreciación del flujo luminoso La vida de la lámpara fluorescente de cátodo caliente depende fundamentalmente del envejecimiento de los electrodos; es decir, de la velocidad con la que se pierde el recubrimiento del material emisivo de los electrodos. Dos son las causas de este desgaste: el desgaste que se produce en cada re-encendido y el desgaste debido a la evaporación de este material emisivo durante el funcionamiento. Normalmente los electrodos se diseñan para tratar de minimizar ambos efectos. El final de la vida de la lámpara se alcanza cuando desaparece completamente el recubrimiento, o bien se vuelve no emisivo. La vida o duración de la lámpara es el tiempo, medido en horas de funcionamiento, que transcurre hasta que se considera que la lámpara ha perdido su utilidad, según cierto criterio. Normalmente se definen dos duraciones estándar diferentes. •

La vida media se define considerando cuando la lámpara deja de funcionar. Se determina mediante pruebas de duración, por lotes de lámparas. Así, la vida media de un lote es igual al número de horas de funcionamiento hasta que se produce el fallo en la mitad de las lámparas.

•

La vida útil, por su parte, considera cuál es el momento adecuado para cambiar la lámpara. Se considera que una lámpara ha terminado su vida útil cuando ha dejado de satisfacer algún requisito de funcionamiento, a pesar de que pueda seguir funcionando.

Normalmente la definición de vida útil se hace considerando cuál es la depreciación del flujo luminoso, de forma que una lámpara termina su vida útil cuándo no es capaz de mantener un flujo luminoso igual a un porcentaje de su valor inicial. Usualmente se toma un flujo luminoso inferior al 80% del valor inicial como el indicativo del final de la vida útil. Las lámparas trifósforos, por su parte, presentan una degradación mucho menor, por lo que la depreciación del flujo luminoso para igual duración no llega al 10%. El porcentaje de depreciación del flujo luminoso desciende conforme aumentan las horas de funcionamiento de la lámpara. 5

Capítulo 1

Los principales factores que influyen en la vida de una lámpara son: Número de encendidos: Usualmente se proporcionan datos de la vida media de la lámpara basados en el supuesto de tres horas de funcionamiento para cada encendido, proporcionándose adicionalmente curvas que indican la modificación de dicha vida media al alargar el tiempo de encendido. Factor de cresta: El factor de cresta de corriente (FCC) relaciona el valor máximo de la corriente en la lámpara con el valor eficaz de la misma. Cuanto mayor es este valor, más se acorta el tiempo de vida de la lámpara. La vida media se calcula suponiendo una onda sinusoidal, lo cual da lugar a un factor de cresta de 1.41. Cuanto más se eleve el factor de cresta, más se acorta la vida de la lámpara. El máximo valor de cresta admisible es de 1.7 lo cual supone acortar la vida media de la lámpara a un 70-75% aproximadamente de su valor nominal. FCC =

valor pico de corriente valor eficaz de corriente

1.1.4 Características y circuitos tradicionales para la alimentación de lámparas fluorescentes La potencia de la lámpara viene dada por el producto del voltaje y corriente que se aplica a la misma. El voltaje en la lámpara depende de las condiciones de diseño de la misma: distancia de los electrodos, diámetro del tubo de descarga, gas de llenado y la presión de vapor de mercurio, son los factores principales. Si algún parámetro de estos cambia, se traduce en un cambio de las características de la lámpara, especialmente el voltaje. La corriente en la lámpara determinará la potencia entregada a la misma. Si ésta es demasiado baja, motivado por economizar el consumo del balastro, la potencia también baja y no alcanzará la temperatura adecuada. La presión del vapor será baja y por lo tanto emitirá poca luz. Si la corriente en la lámpara es demasiado alta, la presión del vapor también lo será, y las pérdidas en la descarga serán mayores, lo que nos lleva a una reducción de la radiación y por lo tanto un menor flujo luminoso. Encendido de lámpara Para provocar el encendido de una lámpara de vapor de mercurio de baja presión es necesario generar un voltaje elevado, normalmente superior a la tensión de red. Para facilitar el encendido, reduciendo el voltaje del mismo, se lleva a cabo una serie de medidas como son:

6

Estado del Arte

• • •

incrementar el número de electrones libres utilizar electrodos auxiliares de encendido utilizar circuitos especiales de encendido

La utilización de mezclas adecuadas, denominadas mezclas “Penning”, mejoran el encendido reduciendo la tensión de encendido. La generación de electrones libres se realiza a través de los electrodos del tubo ya que éstos están recubiertos por materiales que son capaces de emitir electrones libres. Los materiales que suelen utilizarse son metales alcalino-térreos como el óxido de bario. Para que se generen de una forma rápida electrones libres hay que someter a los electrones a un calentamiento. Un electrodo a la temperatura de 800° C reduce la tensión de encendido en 100V. Esto significa que se tendrá que hacer lo necesario para que esté circulando corriente a través de los electrodos, éstos emitan electrones libres y se pueda realizar el encendido de forma rápida. Otra manera de mejorar el encendido es utilizando electrodos auxiliares. Éstos facilitan el encendido de la lámpara ya que acortan la distancia entre electrodos principales. Un circuito utilizado para el encendido es el conocido cebador. Circuitos tradicionales para la alimentación de lámparas fluorescentes La lámpara fluorescente presenta una característica voltaje-corriente negativa. Si no se toman medidas para limitar dicha corriente, la lámpara acaba destruyéndose. Los balastros que comúnmente se utilizan para limitar la corriente suelen ser de tres tipos: • • •

resistivos capacitivos inductivos

El balastro basado en una resistencia no es una solución atractiva, ya que las pérdidas que se producen son muy elevadas. La utilización de un capacitor como balastro, aumenta los picos de corriente que se aplican al tubo, es decir, el factor de cresta con que vamos a alimentar al tubo es muy elevado. La solución más comúnmente utilizada es el balastro inductivo. En la práctica este circuito lleva incorporado un condensador que se encarga de corregir el factor de potencia del circuito. El circuito de alimentación más habitual basado en un balastro electromagnético es el que se muestra en la Figura 1-2, en la que se puede observar que la reactancia electromagnética (nombre que recibe la inductancia) se sitúa en serie con la lámpara. El cebador, encargado de caldear los filamentos en el encendido, se sitúa en paralelo con el tubo. El funcionamiento del circuito se describe a continuación.

7

Capítulo 1

Reactancia Electromagnética

Lámpara

Red Alimentación

Cebador

Capacitor de Compensación Figura 1-2. Balastro electromagnético tradicional de arranque para tubos fluorescentes.

Al aplicar la tensión de red comienza a circular corriente a través del circuito formado por reactancia-filamentos-cebador. El cebador se cierra en el instante inicial caldeando los filamentos. La corriente que circula provoca que los contactos del cebado se abran, por lo que interrumpe (de forma brusca) la corriente a través del circuito inductivo. En este instante se genera una sobretensión que será la que provoque el encendido del tubo. Este proceso suele repetirse varias veces ya que no es habitual que se encienda de un solo impulso. Una vez que el tubo está encendido el cebador permanece abierto y no existe caldeo a través de los electrodos. Este tipo de circuito es el más habitual debido a su bajo costo y robustez. 1.2

Sistemas de alimentación electrónicos para lámparas fluorescentes

Las lámparas fluorescentes no pueden conectarse directamente a la red eléctrica como en el caso de las lámparas incandescentes, esto se debe al incremento de iones libres. La ionización continuada producirá rápidamente una corriente eléctrica ilimitada a través del tubo de descarga, en otras palabras un corto circuito. Para prevenir esto, se incluye una impedancia en el circuito, generalmente un balastro, el cual limita la corriente. El valor de esta impedancia y la tensión aplicada determinan la magnitud de la corriente en el tubo de descarga. En la Figura 1-3 se presenta un balastro como elemento limitador de la corriente de descarga.

Red eléctrica o principal

Balastro

Lámpara fluorescente

Figura 1-3. Elemento limitador de la corriente de descarga en la lámpara.

8

Estado del Arte

En el mercado existen dos tipos de balastros: balastros electromagnéticos y balastros electrónicos. Los primeros se prefieren por su bajo costo, pero son voluminosos ya que operan en baja frecuencia, tienen efecto de parpadeo, etcétera. Los segundos son más eficientes, tienen un tamaño más reducido, capacidad de variar la potencia en la lámpara, etcétera.

1.2.1 Partes de un balastro electrónico Las partes principales de un balastro electrónico se muestran en la Figura 1-4. A continuación se describen cada una de las etapas. Fuente de continua La fuente de voltaje de CD es la tensión de entrada del inversor. Estará formado por una batería o más habitualmente por un convertidor CA-CC, que se alimenta desde la tensión de red. Esta conversión podría realizarse mediante un simple rectificador de entrada y un condensador. También podría obtenerse de una tensión continua regulada o bien, tal y como se hará en este trabajo, tendrá que ser un convertidor capaz de cumplir con la norma IEC-1000-3-2 clase C, es decir, ser capaz de corregir el factor de potencia.

+ -

Fuente

Inversor de alta frecuencia

Tanque Resonante

Figura 1-4. Diagrama de un balastro electrónico típico.

Inversor de alta frecuencia El inversor de alta frecuencia emplea interruptores formados por transistores y diodos de libre circulación para producir una onda de tensión cuadrada de alta frecuencia. Estos interruptores manejan la corriente de entrada al tanque, la cual es un parámetro fundamental para optimizar las pérdidas en los semiconductores. 9

Capítulo 1

Circuito tanque El objetivo del tanque resonante es filtrar la onda cuadrada de la tensión de salida del inversor de forma que las ondas de voltaje y corriente sean prácticamente senoidales. Esto hace que la lámpara sea alimentada también con corriente y voltajes senoidales. El circuito resonante debe suministrar la tensión y la corriente necesarias para la lámpara en régimen permanente, además debe manejarse la mínima corriente de entrada posible para así disminuir las pérdidas de los semiconductores.

1.2.2 Posibilidades para inversores de alta frecuencia alimentados en tensión En la Figura 1-5 se muestran las topologías inversoras para el desarrollo de balastros electrónicos alimentados en tensión. El inversor resonante clase E es empleado para alimentar lámparas fluorescentes (Figura 1-5a). Entre las ventajas que presenta este circuito están la de alimentar a la lámpara con corriente alterna y la de obtener elevados rendimientos (del orden de 85%), debido a que se pueden conseguir conmutaciones a tensión cero en el interruptor. La principal desventaja que presenta esta topología es que esta limitado su rango de potencias debido a que solamente incorpora un interruptor. Además para mantener la conmutación suave, es preciso operarlo a frecuencia fija [4]. Dado que presenta un elevado esfuerzo de tensión en el interruptor, la descartamos de nuestro campo de estudio. Otra topología muy empleada en la alimentación de lámparas de descarga desde baterías ha sido la tecnología en push-pull, tanto en su versión resonante como no resonante. Con esta topología se permite alimentar a lámparas de más potencia, comparado con el convertidor clase E. El inversor push-pull presenta la ventaja de poder ajustar el nivel de voltaje de la onda cuadrada de salida, por medio de la relación de espiras del transformador (Figura 1-5b). Sin embargo, la desventaja de esta topología es que los transistores deberán soportar el doble de la tensión de entrada, ya que a la propia tensión de entrada se le suma la reflejada por el transformador. Para la alimentación de lámparas, una topología muy empleada es la de medio puente asimétrico (clase D). Esta topología se representa en la Figura 1-5c. Tal y como puede observarse esta constituida básicamente de dos interruptores. La proliferación de este tipo de inversores ha llevado a que los principales fabricantes de IC (circuitos integrados), hayan lanzado al mercado componentes específicos de control que consiguen también balastros muy compactos. En el capitulo 3 se aborda, con más detalle, esta temática. Estrictamente hablando, no es una etapa inversora pues genera una tensión que siempre tiene la misma polaridad, esto hace necesario que esta topología presente un capacitor en serie a la entrada, de forma que bloquee el paso de corriente directa. Así, la tensión de entrada al tanque resonante, corresponde a una forma de onda cuadrada de tensión máxima del voltaje que alimenta al inversor (Vcc). Esta topología es ampliamente utilizada por su sencillez 10

Estado del Arte S1

+ -

+

S2 S2

(b)

(a) S1

+ -

S1

S3

S2

S4

+ S2

(d)

(c) S1

C1

+ S2

C2

(e) Figura 1-5. Topologías inversoras alimentados en tensión para la alimentación de lámparas de descarga. (a) Inversor Clase E. (b) Push-pull, (c) Medio Puente Asimétrico (clase D). (d) Puente Completo. (e) Medio Puente Completo.

Por último la topología en puente completo, mostrada en la Figura 1-5d, resulta ser la más adecuada para la alimentación de lámparas de alta potencia, ya que emplea cuatro interruptores. Una topología derivada de la anterior es la topología de medio puente, que consta de dos interruptores y dos capacitores, para obtener un punto de voltaje flotante igual a la mitad de Vcc (Figura 1-5e). De esta forma la tensión de salida corresponde directamente a una onda cuadrada de valor máximo igual a la mitad de la tensión de entrada. Los capacitores deberán ser escogidos de forma adecuada para que sean capaces de proporcionar la energía necesaria en cada ciclo de conmutación sin la descompensación excesiva del voltaje. 11

Capítulo 1

En algunas aplicaciones con mayor potencia los inversores clase D y medio puente pueden no suministrar potencia suficiente a la salida. En estos casos puede emplearse el inversor puente completo. La ventaja frente al inversor en push-pull es que los interruptores sólo soportan la tensión de entrada, como por ejemplo en lámparas de alta intensidad de descarga (AID). En esta tesis se empleará el inversor clase D, cuya selección ha sido basada por tres razones principales: la cantidad de interruptores que se emplean, la operación a frecuencia variable y el no utilizar capacitores como fuentes de voltaje.

Balastros electrónicos con alto factor de potencia

1.3

1.3.1 Factor de potencia y contenido armónico Dado que los balastros electrónicos se alimentan con corriente directa y como la red de alimentación es de CA, se requiere de una etapa de conversión de corriente alterna a corriente directa (CA/DC). Esta operación se realiza mediante un rectificador para obtener un voltaje de directa como se ve en la Figura 1-6a, y consiste en un puente de diodos en paralelo con un capacitor. Esta estructura presenta innegables ventajas, fundamentalmente su economía y robustez. Sin embargo sus principales inconvenientes son: •

El voltaje de salida presenta un determinado valor pico del voltaje de entrada, dado por la capacidad del condensador y por la corriente de carga, que en la practica exhibe la poca flexibilidad de ser casi siempre bastante semejante a su valor de voltaje de entrada (a menos que se disponga de un transformador de baja frecuencia en la entrada de alterna).

•

La forma de onda de la corriente de entrada resulta ser pulsante como se ve en la Figura 1-6b. Esta corriente no es sinusoidal, ya que los diodos del rectificador solo conducen durante cortos intervalos de tiempo. Dichos intervalos corresponden a aquellos en que el capacitor repone su carga y por lo tanto el voltaje en él aumenta [5].

La manera más extendida de cuantificar los efectos negativos producidos por las cargas electrónicas sobre la corriente es valorar dos parámetros: el factor de potencia (FP) y la distorsión armónica total (DAT). El factor de potencia es importante porque es un valor que determina que tan eficientemente se esta aprovechando la energía eléctrica suministrada a un equipo. Cuando éste es unitario la potencia aparente demandada es igual a la potencia activa, por lo que se dice que se esta aprovechando al máximo la energía suministrada. Sin embargo, un bajo factor de potencia origina un desperdicio de energía, lo cual no es deseable.

12

Estado del Arte

Voltaje de red

Bus de CD

Voltaje en el capacitor Voltaje rectificado

+ - C

Red de corriente alterna

Corriente por los diodos

F

Corriente en la red

(b)

(a)

Figura 1-6. Formas de onda características de un rectificador típico.

Factor de potencia La definición del FP se expresa como el cociente entre la potencia promedio en un periodo y el producto de los valores eficaces del voltaje y la corriente.

FP =

1 T 1 T

∫

T 0

∫

T 0

v(t ) i (t )dt

1 i (t ) dt T 2

=

∫

T 0

2

v(t ) dt

P Iˆ ⋅ Vˆ

(1.1)

donde: i(t) y v(t) es la corriente y el voltaje instantáneos de la red; Iˆ y Vˆ son los valores de la corriente y el voltaje de la red, respectivamente; P es la potencia promedio. Cuando la forma de onda de la tensión de entrada tiene muy baja distorsión, la potencia que se trasmite al dispositivo eléctrico únicamente corresponde al valor eficaz de la frecuencia fundamental de la corriente. Si además la componente fundamental de la corriente esta en fase con el voltaje, es posible expresar al factor de potencia por medio de la ecuación (1.2).

FP =

Vˆ ⋅ Iˆ1 Vˆ ⋅ Iˆ

(1.2)

donde Vˆ y Iˆ son los valores eficaces del voltaje y corriente de entrada, Iˆ1 es el valor eficaz de la fundamental corriente.

13

Capítulo 1

Distorsión armónica Los armónicos de la corriente o el voltaje se producen cuando las formas de estos parámetros distan de una senoide. Los armónicos son corrientes o voltajes sinusoidales a frecuencias que son múltiplos de la frecuencia fundamental. La DAT, por su parte, se define como el cociente entre el valor eficaz de la onda formada por el conjunto de armónicos y el valor eficaz de la fundamental. DAT =

2 2 2 Iˆ2 + Iˆ3 + ....Iˆn Iˆ1

(1.3)

donde: Iˆ1 es el valor eficaz de la componente fundamental de la corriente i (t) 2 2 2 Iˆ2 + Iˆ3 + ....Iˆn es el valor eficaz de los distintos armónicos Si se conoce el valor eficaz de la corriente y el valor eficaz de la fundamental, es posible escribir la ecuación para el DAT (en porcentaje) como: 2 Iˆ 2 − Iˆ1 DAT = 100 × Iˆ1

(1.4)

Por medio de las ecuaciones 1.3 y 1.4, es posible derivar una interesante relación entre el FP y el DAT. Dicha relación se muestra a continuación: FP =

1  DAT  1+    100 

2

(1.5)

1.3.2 Aspectos de normatividad La forma ideal de la corriente y la tensión de red es una función sinusoidal. Las cargas de tipo lineal originan corrientes también sinusoidales, sin embargo en la práctica estas formas de onda de voltaje y corriente no suelen cumplirse, ya existen grandes cantidades de cargas electrónicas que ocasionan un deterioro de la forma de onda de entrada y por tanto, una cantidad considerable de armónicos. Los armónicos definen la deformación de la forma de onda sinusoidal de voltaje o corriente por superposición de senoides múltiplos de la frecuencia fundamental. Las amplitudes de los armónicos de corriente suelen ir decreciendo a medida que aumenta su número de orden “n”, de forma que los armónicos de orden superior a 20 rara vez tienen efectos importantes sobre la red y cargas contiguas (salvo resonancias). 14

Estado del Arte

Una de las normas que limita la cantidad de armónicos en la corriente de entrada es la norma IEC 1000-3-2 clase C [6], la cual establece los valores máximos permisibles en los valores de armónicos de corriente para equipos de iluminación, siendo esta, la norma más completa para el limite de armónicos.

Orden del Armónico (n)

Valor máximo permisible expresado como un porcentaje de la corriente de entrada a la frecuencia fundamental (%)

2 3 5 7 9 11 ≤ n ≤ 39 (únicamente armónicos impares) •

2 30⋅λ• 10 7 5 3

λ es el factor de potencia del circuito Tabla 1.1. Límites para equipos clase C.

1.3.3 Técnicas para la corrección del FP en balastros electrónicos Actualmente se ha incrementado el uso de balastros electrónicos para la alimentación de lámparas de descarga, especialmente para lámparas fluorescentes debido al incremento de la eficacia luminosa al operar la lámpara en alta frecuencia [7]. Sin embargo se hace necesaria la corrección del factor de potencia como se muestra en el diagrama a bloques de la Figura 1-7.

Vac

Puente rectificador + filtro EMI

Etapa correctora FP

Cf

Inversor de alta frecuencia

Lámpara fluorescente Inversor resonante

Circuito de mando para los interruptores

Figura 1.7. Balastro electrónico típico con corrección del FP.

15

Capítulo 1

La corrección del factor de potencia y el mejoramiento en la distorsión armónica han sido motivo de ardua investigación por distintos grupos de trabajo. Existen básicamente tres métodos para corregir el factor de potencia: • • •

técnicas Pasivas técnicas Híbridas técnicas Activas

Soluciones Pasivas: Las soluciones pasivas emplean filtros LC, que operan a la frecuencia de la red eléctrica. Este técnica busca mejorar el contenido armónico de la corriente de línea, pero la desventaja es que solo eliminan armónicos sintonizados a una frecuencia cercana a la frecuencia de línea. El hecho de trabajar en baja frecuencia origina que los elementos reactivos sean demasiados voluminosos, siendo inadecuado su empleo en balastros electrónicos [8]. Además, según pruebas experimentales realizadas en [9], muestran las limitaciones para cumplir con las recomendaciones de diseño en lo referente al factor de cresta. Soluciones Híbridas: Por su parte las técnicas híbridas son parecidas a las pasivas con la excepción de que los elementos pasivos están sintonizados en alta frecuencia reduciendo el tamaño de estos. Una de estas técnicas es la técnica conocida como Valley Fill pasivo que consiste en mejorar la forma de onda de la corriente de línea, es decir se plantea que los diodos del puente rectificador conduzcan por más tiempo. Mediante esta técnica se obtiene un contenido armónico aceptable, sin embargo, el inconveniente es que debido a su funcionamiento, en ciertos intervalos de operación aparecen una elevación en la forma de onda de la corriente de línea, lo que origina que esta se distorsione. Esto podría remediarse agregando un inductor, pero el tamaño del inductor sería muy voluminoso, debido a que estaría sintonizado a la frecuencia de línea Otra técnica híbrida es la denominada “Valley Fill Modificado”, donde se consigue eliminar las elevaciones en la señal de corriente de la línea [10]. Otro problema que surge es que el factor de cresta de la corriente en la lámpara es mayor de 1.7. En [11-14] se proponen algunas soluciones para mejorar el factor de cresta. Por otra parte, con la técnica llamada “charge pump” (bomba de carga), se obtienen valores del FP cercanos a la unidad y baja distorsión armónica. Sin embargo, dado su funcionamiento, los valores del factor de cresta resultan ser un tanto elevados, cercanos a 2 [15]. En [16-17] se describen técnicas para mejorar el factor de cresta. El factor de cresta puede ser reducido mediante una modulación de la frecuencia de operación. La operación debe estar en sincronía con el voltaje de entrada. Esto se logra mediante circuitos de control complejos, lo cual en una producción de balastros trae consigo alto costo de fabricación. A fin de reducir el costo en la etapa del inversor, en [18] se presenta el balastro con un único interruptor, en [19] se presenta un balastro con dos interruptores con “driver” auto-oscilante. En [20-21] se presenta una combinación del “Valley Fill” y el “charge pump” con circuito auto-oscilante. 16

Estado del Arte

Soluciones Activas: Las soluciones activas basan su funcionamiento en las topologías clásicas de fuentes conmutadas para lograr la corrección del factor de potencia. Estas se pueden clasificar en topologías: de dos y una etapa. Las topologías de dos etapas son una solución clásica para CFP en balastros electrónicos (Figura 1-8). Una etapa se usa para corregir el factor de potencia y la segunda para alimentar a la lámpara. Se coloca un capacitor voluminoso entre ambas etapas para separarlas. Tiene la ventaja de que el voltaje a la salida del corrector es un bus de CD con un nivel constante ante las variaciones en la tensión de red y no afecta la operación del balastro. La mayor desventaja de esta topología es que se requieren dos circuitos de control, uno para cada etapa, incrementando el costo del balastro. Por otra parte, la energía se procesa un 200% reduciendo la eficiencia del balastro [22]. BUS CD LINEA AC

ETAPA CORRECTORA CFP

+

INVERSOR HF

LAMP

(a)

LINEA AC

ETAPA UNICA HPF

LAMP

+ (b)

Figura 1-8. Topologías activas para la corrección del factor de potencia.(a) Dos etapas. (b) Monoetapa.

La topología mono-etapa es una alternativa para reducir el costo de los balastros electrónicos en dos etapas, integrando la etapa del “corrector” y la del inversor resonante tomando un transistor en común para ambas etapas. De esa forma se elimina un circuito de control. En [2325] se integra el convertidor Boost en modo de conducción discontinuo (MCD) mas un inversor resonante clase D, lo que viene a ser un balastro electrónico integrado. Otra topología integrada es la que se presenta en [27-29] donde se opera al convertidor Buck-Boost como etapa correctora del factor de potencia. En [30] se integró la topología Flyback operado en MCD. Con esta integración se pierde el aislamiento galvánico y se obtienen formas de onda sinusoidales. En [31-32] se integró el convertidor Buck. La idea en esta topología es cumplir con la norma IEC-1000-3-2 de una forma simple y las formas de onda de corriente a la entrada son sinusoidales con pequeños 17

Capítulo 1

“tiempos muertos”. El convertidor Forward fue integrado en [33]. Con esta integración se obtienen formas de onda en la corriente de línea similares a las de la integración del Buck y la principal ventaja es que se reducen los esfuerzos de tensión en los semiconductores. En [34] se integró la topología push-pull. Con esta topología se obtiene un alto factor de potencia, pero su principal inconveniente es que la eficiencia del balastro es baja. En [35] y [36] se integró el convertidor Boost con charge pump y el Boost con Valley Fill, respectivamente. Con estas topologías se obtiene un alto factor de potencia.

1.4

Estado del arte y topologías propuestas para la investigación

De acuerdo con los antecedentes de la sección anterior, se puede apreciar que la tendencia en el diseño de balastros electrónicos es la reducción del número de elementos, ya sea de la parte de potencia como de la parte de control. El objetivo de este trabajo es diseñar un balastro electrónico a partir de una topología simple que permita corregir el factor de potencia y disminuir el contenido armónico de la corriente de línea (cumplimiento con la norma IEC-1000-3-2); además con bajo factor de cresta. Como se mencionó anteriormente un balastro electrónico necesita para su funcionamiento, una fuente de corriente continua (CD). Una forma de implementar una fuente de CD a partir de una fuente de corriente alterna (CA), es por medio de un “rectificador” construido con un puente de diodos conectados a la red de CA. Para disminuir el “rizo” de voltaje, se conecta un capacitor voluminoso en paralelo con la salida del puente rectificador. Sin embargo, como se mostró en la sección 1.3.1 esta operación distorsiona la corriente de línea, ocasionando un elevado contenido armónico y, por ende, un bajo factor de potencia. Una manera de corregir el factor de potencia en forma natural es eliminar el capacitor voluminoso y conectar en su lugar un capacitor de un valor pequeño, tal y como se presenta en la literatura técnica de convertidores CA/CD.

1.4.1 CFP en convertidores CA/CD El empleo de convertidores electrónicos trae consigo grandes ventajas, como la reducción del tamaño de los elementos, menor peso, costo, etcétera, tanto en la fabricación y diseño de sistemas de alimentación para lámparas fluorescentes, como en el desarrollo de rectificadores de alta calidad. Debido a que son cargas no lineales tienen un denominador común, que es el mejoramiento del factor de potencia y la disminución del DAT de la corriente de línea. Por este motivo, en esta sección se presentan algunos trabajos realizados en rectificadores de alta calidad, los cuales se emplean como base para nuestra investigación.

18

Estado del Arte

En la Figura 1-9 se muestra el diagrama de un rectificador monofásico con aislamiento galvánico, que emplea un convertidor resonante serie paralelo (CRSP). Este convertidor es propuesto en [37], el capacitor CF se emplea para eliminar elementos de alta frecuencia, el tanque resonante esta formado por Ls, Lp (inductancia de dispersión del transformador), Cs y Ct’. En la salida tiene un filtro pasabajas, compuesto por Ld y Cd, sintonizados para eliminar el rizo de alta frecuencia y la modulación en baja frecuencia, (120 Hz) que pueda existir. El convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC). Mediante un control activo se varía la frecuencia de conmutación a lo largo del ciclo de línea y de esa forma se obtiene una corriente en la línea casi senoidal. También consigue regular el voltaje de salida. El circuito de control empleado se muestra en la Figura 1-10. Con la implementación del control activo, la DAT de la corriente de línea se reduce considerablemente. Sin embargo, requiere de un sensor de corriente y un multiplicador, lo cual incrementa la complejidad del circuito. Por otra parte, para asegurar la operación bajo ZVS, debe mantener en 1.2 la relación entre la frecuencia de conmutación y la frecuencia de resonancia (ω/ωo). Esto origina un incremento en la corriente circulante y de las pérdidas en el circuito. Ld

Vs D5

D7

idc

b

iinv

S1

D1

D3

V

iac

G3

CF

ac

D4

D6

D2

n:1

Ct'

Dc

ihf

io

id

Vo

Cd

RL

Tr

G2 S4

o

iL

Da

Cs

Vab

G4 D8

Ls

S3

G1

S2

Dd

a

Db

Señales de Disparo Vacr Iacr

Controlador

Vref Vos

Figura 1-9. Rectificador con corrección del factor de potencia (CRSP) [37]. SEÑALES DE DISPARO

Vos Vref

PI COMPENSADOR 1

MULTIPLICADOR

ir

Vacr Ve ATENUADOR (K3)

PI COMPENSADOR 2

Iacr

ie

Vc +

+

CONTROLADOR UC2825 Vacr = K 1 Vac iacr = K 2 iac Vos = K3 Vo

ATENUADOR (K4)

FRECUENCIA VARIABLE SPRC

Vac Vea = K4 Ve K1, K2, K3, K4 < 1

Figura 1-10. Esquema a bloques del circuito de control para el CRSP, operando sobre el ciclo de línea.

19

Vo iac

Capítulo 1

En [38] se presenta el análisis y diseño de un rectificador con alto factor de potencia para una frecuencia de operación de 1 MHz (ver Figura 1-11). Para mejorar el factor de potencia emplea un control que permite manipular la ganancia del tanque resonante LCC, además, se obtiene una alta calidad de la corriente de entrada en un amplio rango de operación. El circuito de control mostrado en la Figura 1-12 manipula el tiempo td (θd = ωs⋅td), donde ωs es la frecuencia de conmutación de los interruptores del medio puente. Por su parte θd esta en función del voltaje de referencia Vr y del valor absoluto de la corriente Ixy. Esta manipulación permite mejorar el factor de potencia y entregar un voltaje constante. Las ventajas de esta topología son: 1) asegura que exista la conmutación a ZVS en todo el ciclo de línea y 2) minimiza la corriente de resonancia, para limitar las pérdidas por conducción. Para lograr la conmutación a ZVS, requiere de una red amortiguadora. El inconveniente de esta topología en comparación con otras, es que no presenta aislamiento galvánico.

io D1

D2

Lin

Db S1

ixy

Vac

Cin D3

D4

S2

Vxy

Co

Da

Cs

Ls

Cp

RLOAD

Vcp Dc

o

Vo

Dd

Figura 1-11. Rectificador con alto factor de potencia [38].

Vr

+

-

Circuito de Disparo

θd

Señales para los interruptores

Valor Absoluto retroalimentación de Ixy

Figura 1-12. Estrategia de control de corriente del circuito resonante [38].

Otro convertidor rectificador monofásico con corrección del factor de potencia es propuesto en [39] y la Figura 1-13 muestra el circuito de potencia y de control. Emplea la estructura resonante serie-paralelo manejada por un control auto-oscilante. En el circuito de potencia el rectificador tiene un filtro pasabajas (Lin, Cin) en el bus de CD para atenuar los componentes de alta frecuencia y el circuito resonante esta compuesto por Cs, Ls y Cp. La conmutación en ZVS se logra operando encima de la resonancia con la ayuda de una red amortiguadora mientras a la salida tiene un puente rectificador y otro filtro que elimina el rizo de alta frecuencia y el de baja fre20

Estado del Arte

cuencia (120Hz). El circuito de control reduce la DAT de la corriente de línea con la ayuda del rizo de entrada Vg. La entrada del SOC (circuito auto-oscilante) esta definida por el ángulo γ. Las principales ventajas que ofrece esta topología son: •

regulación del voltaje VO durante la operación normal

•

limitación de la corriente, en caso de sobre carga o cortocircuito

•

reducción del contenido armónico de la corriente de línea bajo ciertas condiciones. Sin embargo, cuando disminuye la carga, la calidad de la corriente de línea se reduce

ig iin

D1

D2

Vg

Lin

Vin

g1

Cin D3

LegA

D4

is

g2

S1

C s Ls Vab1

S2

g3

g4

S3

S4 g1

SOC ϒ Vm_ca

K1

io

LegB

Detector Min.

HF Transf.

Da

Db

Lo

Co

Cp

Vo

Vao Dd

Dc

g4

is Vca1 Vca2

G1(s)

Is_ref Vo

G2(s)

Vo_ref

K2

Figura 1-13. Diagrama del circuito de potencia del rectificador monofásico basado en el circuito resonante [39].

Estos convertidores se caracterizan por eliminar el capacitor voluminoso del rectificador, el cual se sustituye por otro de menor capacidad, el cual tiene como función eliminar componentes de alta frecuencia.

1.4.2 Balastro electrónico minimizando el capacitor de filtrado En la sección anterior se presentó una revisión de estado de arte en convertidores CA/CD que eliminan el capacitor de filtrado para mejorar el factor de potencia. Sin embargo, ahora se plantea la hipótesis de eliminar el capacitor de filtrado en un balastro electrónico. Para mantener el factor de cresta de la corriente, en el valor recomendado, se implementará una técnica llamada modulación de frecuencia, para variar la ganancia del tanque resonante y de esa forma mantener el valor pico de la corriente en un valor constante.

21

Capítulo 1

En la Figura 1-14 se muestra el balastro propuesto para esta investigación, donde el inversor seleccionado es un amplificador clase D por los motivos expuestos en la sección 1.2.2.2. Con el empleo de esta técnica se planea disminuir los componentes de la etapa de potencia, ya que la lámpara estará alimentada únicamente por el inversor resonante.

D1

D2

S1 CF

Vac D3

S2

Estructura Resonante

D4

Lamp

Figura 1-14. Topología propuesta para corregir el FP minimizando el capacitor de filtrado.

1.4.3 Balastro electrónico con convertidor en serie (BECS) En la Figura 1-15 se muestran las tendencias actuales en el desarrollo de balastros electrónicos con bajo contenido armónico. La Figura 1-15a muestra un balastro tradicional de dos etapas. La primera es la etapa activa de corrección del factor de potencia alimentada con el voltaje rectificado por el puente de diodos. Además de corregir el factor de potencia esta etapa genera un voltaje regulable de DC a su salida para alimentar la segunda etapa. La segunda etapa es el inversor resonante de alta frecuencia usado para encender la lámpara y estabilizar la corriente de descarga de la misma en estado estable. El voltaje de CA que alimenta la lámpara otorgado por el inversor resonante debe ser simétrico para que los cátodos de la lámpara se desgasten de forma uniforme. El número de componentes usados en el balastro electrónico de la Figura 1-15b es reducido y la etapa única es usada para corregir el factor de potencia y para manejar a la lámpara fluorescente. Normalmente, un inversor clase D es empleado como inversor resonante. La Figura 1-15c muestra la implementación en dos etapas de un balastro electrónico basado en un “conformador de la corriente de entrada” (CCE). Esta configuración fue presentada en [40-41]. En [40] la técnica CCE esta basada en el convertidor Flyback, y presenta la ventaja de que el convertidor Flyback maneja únicamente parte de la energía entregada al inversor resonante, incrementando así la eficiencia. En [41], el voltaje Vs es cero y el resistor Rs representa un resistor libre de pérdidas y consiste en otro convertidor Flyback operando en discontinuo (MCD). La corriente de línea en éste no fluye totalmente en todo el ciclo de línea y la corriente no es sinusoidal.

22

Estado del Arte

AC

Vac

Co + -

CFP Vg

LAMP

Inversor Resonante

(a) HF Inversor Resonante

AC

Vac

Vg

LAMP

+ -

Co

(b)

ICS

Vac

Rs

s

AC

V

Co Vg

+ -

HF Inversor Resonante

LAMP

Corriente de linea

(c) Vs

AC

Vac

HF Inversor Resonante

Rs Vg

LAMP

(d)

AC

+ -

Vac

Vg

Monoetapa HF Inversor Resonante

LAMP

(e) Figura 1-15. Diagrama a bloques de las topologías típicas con alto factor de potencia. (a) Balastro en dos etapas. (b) Balastro con una etapa. (c) Conformador de corriente de entrada inversor resonante. (d) Arreglo propuesto en dos etapas. (e) Arreglo propuesto integrado

23

Capítulo 1

La Figura 1-15d muestra una propuesta, variante del diagrama a bloques de la Figura 115c. En este caso, la posición de los elementos Vs y Rs se ha intercambiado. Con esta nueva configuración, la forma de onda de la corriente de línea es casi sinusoidal y no presenta tiempos muertos, pero ahora el voltaje aplicado al inversor resonante tiene una modulación en baja frecuencia. Sin embargo, esta modulación es tal que se podría mantener el factor de cresta por debajo de 1.7. La Figura 1-15e muestra el diagrama a bloques de la Figura 1-15d pero integrado en una sola etapa. Con esta configuración se tienen las ventajas de la configuración mostrada en la Figura 1-15b, pero en este caso la energía procesada por el convertidor corrector del factor de potencia es sólo un porcentaje de la potencia entregada al inversor resonante. Para seleccionar la topología a emplear se parte de la Figura 1-15d, donde la fuente de voltaje Vs puede obtenerse con un convertidor Flyback. Para que la red eléctrica “vea” una resistencia, se puede operar en MCD, de esa forma el convertidor se comporta como una resistencia libre de pérdidas [42]. En la Figura 1-16a se muestra la topología propuesta en dos etapas, sin embargo la integración de etapas se puede lograr combinando los interruptores S2 y S3, resultando la topología de la Figura 1-16b. Estas topologías serán descritas con más detalle en el capítulo 4. + -

Co S1

TF

Vg

Estructura Resonante

S3

Lamp

S2

(a) + -

Co S1

Vg

TF

D

1

D2 S2

D

3

D

Estructura Resonante

Lamp

4

(b) Figura 1-16. Balastro electrónico propuesto para la corrección del factor de potencia. (a) En dos etapas. (b) En una sola etapa

24

Estado del Arte

1.5

Conclusión

Hasta ahora se ha presentado la justificación del empleo de balastros electrónicos para la alimentación de lámparas fluorescente, sin embargo el empleo de balastros electrónicos trae consigo la generación de armónicos de corriente en la red de alimentación. Debido a este problema se tuvo la necesidad de limitar estos armónicos de corriente. Una de las normas más exigentes para la limitación de armónicos es la norma IEC-1000-3-2. Tomando esta norma como referencia, algunos grupos de investigación alrededor del mundo han planteado diversas ideas para disminuir el contenido armónico de los balastros electrónicos. La finalidad de esta investigación es diseñar balastros electrónicos con alto factor de potencia y además mantener el factor de cresta por debajo de 1.7, que es el valor máximo recomendado por los fabricantes. Sin embargo, algunas de las soluciones mencionadas previamente presentan tres principales inconvenientes: procesamiento del 200% de la energía, límite de la norma IEC-1000-3-2 y circuitos de control complejos. En este apartado se han propuesto dos interesantes topologías donde la finalidad es el mejor aprovechamiento de la energía. La primera de ellas consiste en diseñar un balastro electrónico a partir de un convertidor CA/CD con corrección del FP. La segunda, es una topología correctora del FP con convertidor serie (CFPCS). Estas topologías además de cumplir con la norma IEC-1000-3-2 deben aplicar a la lámpara un bajo FCC. Dadas las topologías propuestas, en el siguiente capítulo se presenta un análisis acerca de tanques resonantes para seleccionar el más adecuado y que cumpla con las condiciones de operación impuestas por el balastro.

1.6

Referencias

[1]

E. Rodríguez, “Análisis de Topologías Resonantes para su aplicación en Sistemas de Alimentación para Lámparas de Alta Intensidad de Descarga”, Tesis de Maestría, CENIDET, Diciembre de 1999.

[2]

A. Ruiz, “Balastros Electrónicos Integrados con Corrección Activa del Factor de Potencia”, Tesis de Maestría, CENIDET, Diciembre de 1999.

[3]

M. Ponce, “Sistemas de Alimentación para Lámparas de Descarga Basados en Amplificadores Clase E”, Tesis de Doctorado, CENIDET, 1999.

[4]

Ibídem.

[5]

J. Sebastián y M. Jaureguizar, “Tendencias Futuras en la Corrección del Factor de Potencia en Sistemas de Alimentación”, IEEE International Power Electronics Congress, 1993, pp. 138-153. 25

Capítulo 1

[6]

IEC 1000 3-2, Standards on Electromagnetic Compatibility, Part 3, section 2: Limits for Harmonics Current Emissions, International Electro-technical Commission, Geneva, Switzerland, Abril de 1995.

[7]

C. Blanco V., J. M. Alonso, E. L. Corominas, M. R. Secades, “Lámparas Fluorescentes Comportamiento”, Mundo Electrónico, Electrónica Industrial, Abr. 1997, Vol. 276, pp. 51-56.

[8]

R. R. Verderber, O. C. Morse and R W. Alling, “Harmonics from Fluorescents Lamps”, IEEE Transactions on Industry Applications, May-Jun 1993, Vol. 29, No. 3, pp. 670-674.

[9]

D. Abud, “Balastros Electrónicos de Altas Prestaciones Eléctricas para Lámparas Fluorescentes”, Tesis de Maestría, CENIDET, 1997.

[10] M.H. Kheraluwala, M.H. El-Hamamsy, “Modified Valley Fill High Power Factor Electronic Ballast for Compact Fluorescent Lamps”, IEEE Power Electronics Specialists Conf., 1995, Vol. 1, pp. 10-14. [11] J. Song, D. Lee, J. Song, J. Choy, K. Kim, “Prediction of Crest Factor of Electronic Ballast for Fluorescent Lamp Using Pulse Frequency Modulation Control”, IEEE Industrial Electronics Society, 1999, Vol. 1, pp.306-311. [12] J. Song, D. Lee, J. Song, J. Choy, K. Kim, “Improving Crest Factor of Electronic BallastFed Fluorescent Lamp Current Using Pulse Frequency Modulation” IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 48, No. 5, Oct. 2001, pp. 1015-1023. [13] M. Ponce, R. Vasquez y J. Arau, “High Power Factor Electronic Ballast for Compact Fluorescent Lamps Based in a Class E Amplifier with LCC Resonant Tank”, IEEE International Power Electronics Congress, 1998, pp. 22–28. [14]

M. Ponce, R. Vazquez, J. Arau, D. Abud. “Class E Amplifiers Used as a High Power Factor Electronic Ballasts for Fluorescent Lamps in a Single Stage”, IEEE Power Electronics Specialists Conf., 1998, Vol. 2, pp. 2009–2015.

[15] D. Abud, op. cit. [16] Q. Jinrong, F.C. Lee, “Charge Pump Power-Factor-Correction Technologies. I. Concept and Principle”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 15, No. 1, Ene. 2000, pp. 121 –129. [17] Q. Jinrong, F.C. Lee,“Charge Pump Power-Factor-Correction Technologies. II. Ballast Applications” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 15, No. 1, Ene. 2000, pp. 130 –139. 26

Estado del Arte

[18] C. Lin y C. Chen, “Single-switch Electronic Ballast with Continuous Input Current Charge Pump Power-Factor Correction”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 47, No. 6, Dic. 2000, pp. 1263 –1270. [19] T. Fengfeng, F. C. Lee, N. Onishi, “A Self-Oscillating Drive for Single-Stage ChargePump Power-Factor-Correction Electronic Ballast with Frequency Modulation”, IEEE Conference Record of the Industry Applications, 2000, Vol. 5, pp. 3367–3373. [20] G. Chae, T. Ryoo, G. H. Cho “Electronic Ballast with Modified Valley Fill and Charge Pump Capacitor for Prolonged Filaments Preheating and Power Factor Correction”, IEEE Power Electronics Specialists Conf., 1999, Vol. 2, pp. 1097 –1102. [21] G. Chae, Y. Youn, G. Cho, “High Power Factor Correction Circuit Using Valley ChargePumping for Low Cost Electronic Ballasts”, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1998, Vol. 2, 1998, pp. 2003 –2008. [22] C. Aguilar, M. Ponce y J. Arau, “Principios de Balastros Electrónicos para Lámparas de Descarga: una Revisión”, Memoria Técnica del 2do. Seminario de Electrónica del CENIDET, Diciembre de 1999, pp. 33-40. [23] C. Blanco, J. M. Alonso, E. López, A. J. Calleja, M. Rico, “A Single-Stage Fluorescent Lamp Ballast with High Power Factor ”, IEEE Applied Power Electronics Conf., 1996, pp. 616-621. [24] J. Youm, H. Do, B. Kwon, “A Single-Stage Electronic Ballast with High Power Factor”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 47, No. 3, Jun. 2000, pp. 716 –718. [25] T. Wu, Y. Wu, Z. Su, “Design considerations for Single-Stage Electronic Ballast with Dimming Feature”, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 37, No. 5, Sep.-Oct. 2001, pp. 1537 –1543. [26] T. Wu, Y. Wu, “Improved Start-up Scenario for Single-Stage Electronic Ballast”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 15, No. 3, May 2000, pp. 471 –478. [27] J. Ribas, J. M. Alonso, A. J. Calleja, E. L. Corominas, M. Rico-Secades, “Low-Cost High-Power-Factor Electronic Ballast Based on the Self-Oscillating Buck-Boost Inverter”, IEEE Applied Power Electronics Conf., 2000, Vol. 1, pp. 597 – 602. [28] C. S. Moo, T. F. Lin, Y. C Hsieh, “Single-Stage High Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamps with Constant Power Operation”, IEEE Electric Power Applications, Vol. 148, No. 5, Sept. 2001, pp. 465–468. 27

Capítulo 1

[29] H. L. Cheng, C. S. Moo, W. M. Chen, “A Novel Single-Stage High-Power-Factor Electronic Ballast with Symmetrical Topology”, IEEE International Symposium on Industrial Electronics, 2001, Vo l. 1, 2001, pp. 30–35. [30] A. J. Calleja., J. M. Alonso, E. Lopez, J. Ribas, J. A. Martinez, M. Rico-Secades, “Analysis and Experimental Results of a Single-Stage High-Power-Factor Electronic Ballast Based on Flyback Converter”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 14, No. 6, Nov 1999, pp. 998-1006. [31] J. M. Alonso, A. J. Calleja, J. Ribas, E. Corominas, M. Rico-Secades, “Evaluation of a Novel Single-Stage High-Power-Factor Electronic Ballast Based on Integrated Buck HalfBridge Resonant Inverter”, IEEE Applied Power Electronics Conf., 2000, Vol. 1, pp. 610 –616. [32] A. J. Calleja, J M. Alonso, J. Ribas, E. Lopez, M. Rico-Secades, “A Novel HPF Electronic Ballast Based on Integrated Buck Half Bridge Resonant Inverter”, IEEE International Power Electronics Congress, 2000, pp. 188 –193. [33] A. J. Calleja, J. M. Alonso, J. Ribas, E. Lopez, J. Cardesin, J. Garcia, M. Rico-Secades, “Single-stage High-Power-Factor Electronic Ballast Based on Integrated Forward HalfBridge Resonant Inverter”, IEEE Conference Record on Industry Applications Conference, 2001, Vol. 1 , 2001, pp. 510 –516. [34] C. Lin, C. Chen, “A Novel Single-Stage Push-Pull Electronic Ballast with High Input Power Factor”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 48, No. 4, Ago. 2001, pp. 770 –776. [35] N. Takahashi, Y. Kato, M. Ohkita, K. Okutu, M. Matsuyama, M. Nakaoka, “An Electronic Ballast for Suppression of the Input Harmonic Currents”, IEEE Conference Record of the Industry Applications, 2000, Vol. 4, pp. 2317–2322. [36] Y. Youn, G. Chae, G. Cho, “A Unity Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamp Having Improved Valley Fill and Valley Boost Converter”, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1997, Vol. 1, pp. 53-59. [37] V. Belaguli and A. K. S. Bhat, “Operation of the LCC-Type Parallel Resonant Converter as a Low Harmonic Rectifier”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 46, April 1999, No 2, pp. 288-299. [38] S. V. Mollov and A. J Forsyth, “Analysis, Design, and Resonant Current Control for 1MHz High-Power-Factor Rectifier”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 46, No. 3, Jun. 1999. pp. 28

Estado del Arte

[39] H. Pinheiro. “Self–Oscillating Resonant AC/DC Converter Topology for Input PowerFactor Correction”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 46, No.4, Ago. 1999, pp. 692-702. [40] J. M. Alonso, A. J. Calleja, et-al “Using Input Current Shaper in the Implementation of High-Power-factor Electronic Ballasts”, IEEE Applied Power Electronics Conf., 1999, pp. 746-752. [41] J. M. Alonso, A. J. Calleja, J. Ribas, E. Lopez, M. Rico, J. Sebastian “Investigation of a Novel High-Power-Factor Electronic Ballast on the Input Current Shaper”, IEEE Power Electronics Specialist Conf., 1999, pp. 1109-1114. [42] R. Erickson, M. Madigan y S. Singer “Design of a Simple High-Power-Factor Rectifier Based on the Flyback Converter”, IEEE Applied Power Electronics Conference, 1990, pp. 792-801.

29

Capítulo 2 ANÁLISIS DE ESTRUCTURAS RESONANTES

En este capítulo se presentará el método empleado para calcular la capacitancia del capacitor de filtrado que se encuentra conectado a la salida del rectificador, con la finalidad de determinar la ganancia de voltaje que deberá tener el tanque resonante para mantener un bajo factor de cresta en la corriente de la lámpara. Posteriormente, se realizará un análisis matemático para la estructura resonante LCC con y sin transformador, el cual será validado mediante simulaciones en PSpice. Finalmente, se explicará el criterio para la selección del tanque resonante empleado en este trabajo de investigación.

2.1

Introducción

Una de las dos propuestas para la corrección del factor de potencia especificadas en el capítulo anterior consiste en disminuir el valor de capacitancia del capacitor de filtrado, que se encuentra conectado en paralelo con el inversor resonante. De esa manera, el tiempo de descarga es menor y permite que los diodos del puente rectificador conduzcan por más tiempo, mejorando así el contenido armónico de la corriente de línea [1].

Capítulo 2

El inconveniente de disminuir el capacitor de filtrado es que origina un aumento del rizo de voltaje en el bus de continua ( ∆V ). Este voltaje esta aplicado directamente al inversor resonante, lo que a su vez ocasiona un incremento del factor de cresta en la corriente de la lámpara. El mencionado valor de factor de cresta (FCC) es producto de una envolvente que se forma en la corriente de la lámpara. La magnitud de esta envolvente es proporcional al voltaje aplicado en el inversor resonante y tiene una frecuencia del doble de la frecuencia de línea (120 Hz). Para disminuir esta envolvente, se propone mantener la magnitud de la corriente de la lámpara en un valor constante. Para esto, se promueve implementar una modulación de frecuencia con el fin de hacer variar la ganancia de tanque resonante a lo largo del medio ciclo de línea y compensar así el alto rizado ( ∆V ). El valor de ∆V depende de la carga y del capacitor de filtrado. La carga (Rinv) puede calcularse en base a la potencia nominal proporcionada a la misma. El valor de la capacitancia es el único parámetro por determinar.

2.2 Determinación del capacitor de filtrado y ganancia del tanque resonante La Figura 2-1 muestra el circuito equivalente del rectificador y la carga. Cabe señalar que el valor del capacitor se asume casi despreciable. La resistencia denominada Rinv, representa la resistencia equivalente de la etapa constituida por el inversor resonante y la lámpara. El valor de esta resistencia está dada por la potencia entregada a la carga y el voltaje promedio en las terminales de la misma. Es decir: 2 ( V cc ) Rinv = (2.1) P Asumiendo que el capacitor tiene un valor mínimo, el valor promedio del voltaje de línea rectificado V cc , se obtiene mediante la ecuación siguiente. V cc =

1 2π

2π

∫ vCC dt = 0

1 2π

2π

∫

Vg senωt dt

0

donde: V g es el valor máximo de la tensión de red. Por lo tanto, si el valor máximo del voltaje de línea es 180V, el voltaje promedio en las terminales de la resistencia equivalente es: V cc =

2

π

Vg =

2

π

(180V ) = 114.6V

30

Análisis de Estructuras Resonantes

iac +

v ac

CF C in

RRL INV

Vcc

-

Figura 2-1. Circuito equivalente del balastro.

Finalmente, el valor aproximado de la resistencia Rinv se obtiene a partir de la ecuación 2.1. Rinv =

(114.6)2 32W

= 420Ω

Una vez conocido el valor de la resistencia, el objetivo es determinar el valor del capacitor de filtrado, para lo que se hará uso del simulador PSpice. Sin embargo, debe aclararse que este procedimiento aunque es correcto, no es el más adecuado. Se eligió por la sencillez y rapidez con que puede lograrse el cálculo de la capacitancia del capacitor, otra forma sería realizar un análisis más exhaustivo. La Figura 2-2 muestra el esquemático para la simulación. El objetivo de esta simulación es realizar un análisis paramétrico variando el valor de capacitancia de C1, para obtener el factor de potencia y la distorsión armónica total (DAT) de la corriente de entrada. Una vez seleccionado el mismo, se comparan los componentes armónicos de la corriente de entrada con la norma IEC1000-3-2. Cabe mencionar que los valores normalizados de los armónicos de la corriente se registran en el archivo de salida de PSpice.

Figura 2-2. Esquemático para la simulación en PSpice.

31

Capítulo 2

Los resultados de la simulación se muestran en las Figuras 2-3 y 2-4. En la primera, se muestra la evolución de la distorsión armónica de la corriente de entrada, donde un incremento en el valor de la capacitancia se refleja en un aumento de la DAT. Se muestra que para valores despreciables del capacitor se tienen valores casi unitarios del factor de potencia 60

(%) 50

DAT

40

30

20

10

0 0.E+00

1.E-06

2.E-06

3.E-06

4.E-06

5.E-06

6.E-06

7.E-06

8.E-06

9.E-06

1.E-05

C1 (F)

Figura 2-3. Simulación en PSpice de la DAT en función del capacitor de filtrado C1. 1.00 0.98 0.96

FP

0.94 0.92 0.90 0.88 0.86 0.E+00 1.E-06

2.E-06

3.E-06

4.E-06

5.E-06

6.E-06

7.E-06

8.E-06

9.E-06

1.E-05

C1 (F)

Figura 2-4. Simulación en PSpice del FP en función del capacitor de filtrado C1 .

Sin embargo, la DAT y el FP no indican el valor de los componentes armónicos, lo cual es importante para comprobar el cumplimiento con los requisitos que la norma IEC-1000-3-2 exige. Por lo tanto, basándose en las Figura 2-3 y 2.4 se elige un valor de capacitor, y se procede a comparar el valor de los componentes armónicos de la corriente de entrada con la norma.

32

Análisis de Estructuras Resonantes

Otro parámetro que debe considerarse en la elección del capacitor de filtrado, es el rizo de voltaje en el bus de CD. En la Figura 2-5 se presenta el mismo, en función de C1, Puede notarse como se incrementa el rizo conforme el valor del capacitor disminuye.

190 180 170

RIZO (V)

160 150 140 130 120 110 100 90 0.00E+00

2.00E-06

4.00E-06

6.00E-06

8.00E-06

1.00E-05

C1(F)

Figura 2-5. Simulación en PSpice para calcular rizo de voltaje en el bus de continua en función de C1.

En base a lo anterior puede decirse que los criterios para la elección del capacitor son los siguientes: • •

debe asegurarse que el FP sea mayor a 0.9 y debe cumplirse con la norma IEC-1000-3-2 se debe obtener un rizo de voltaje ( ∆V ) lo más pequeño posible, de lo contrario se requerirá más ganancia del tanque resonante, lo cual no es recomendable porque éste tiene una ganancia limitada

En base a las Figuras 2-3 y 2-4 se ha seleccionado un capacitor de 4.8µF, con lo cual se obtiene un FP=0.96, una DAT=28%, y un rizo de voltaje de aproximadamente 140V. Una vez seleccionado el capacitor se compara el contenido armónico de la corriente de entrada con la norma IEC-1000-3-2. Puede notarse que a pesar de estar al limite con esta norma, se cumple con la misma. Por otra parte, la Figura 2-7 muestra la forma de onda del voltaje en el bus de continua, producto del capacitor calculado previamente donde el rizo de tensión es de aproximadamente 140V, con el cual se calcula la ganancia del tanque resonante.

33

Capítulo 2 30

25

20

Norma Simulado

15

10

5

0 3

5

7

9

11

13

15

17

19

21

23

25

27

29

31

33

35

37

39

Figura 2-6. Comparación de las componentes armónicas de la corriente de entrada con la norma IEC-1000-3-2 para C1=4.8µF.

Figura 2-7. Forma de onda del voltaje en bus de continua con C1=4.8µF

La ganancia del tanque resonante este dada por la siguiente ecuación: Mv =

VˆL Vˆ1

(2.2)

donde: VˆL es el valor eficaz del voltaje en la lámpara y Vˆ1 es el valor eficaz de la fundamental del inversor, el cual para un amplificador clase D esta dado por:

donde v CC

2 v cc Vˆ1 = 2 π es el valor de voltaje instantáneo en baja frecuencia (Vccmax y Vccmin). 34

(2.3)

Análisis de Estructuras Resonantes

La ganancia del tanque resonante se calcula bajo las dos condiciones extremas de operación, es decir, cuando el voltaje máximo aplicado al inversor resonante es de Vccmax=180V y mínimo de Vccmin=40V. Por otra parte, sabemos que el voltaje eficaz de la lámpara es de 70V. Entonces, el valor de Mv se calcula por medio de la ecuación 2.3 y sus valores se muestran en la tabla 2.1. Tabla 2.1. Valores de ganancia del tanque resonante.

vCC

Vˆ1

VˆL

Mv

180V 40V

81.02V 18.00V

70V 70V

0.86 3.90

Por lo tanto, teóricamente la ganancia máxima requerida es de 3.9, el cual es un valor relativamente elevado, lo hace necesario un estudio de estructuras resonantes, para encontrar el circuito que permita mantener la magnitud de la corriente en la lámpara lo más constante posible.

2.3

Características de estructuras resonantes para la alimentación de lámparas fluorescentes

Las estructuras resonantes más ampliamente empleadas en la literatura son: la estructura LC, la estructura LCC y el inversor de impedancias capacitivo ICC. Estas estructuras se muestran en la Figura 2-8. La Figura 2-8a muestra la estructura tipo LC paralelo, la cual fue empleada en [2-4]. Este circuito resonante tiene la ventaja de que emplea relativamente pocos elementos. Sin embargo, se requiere un capacitor extra conectado en serie con la bobina resonante para eliminar la componente de corriente continua de la señal de voltaje otorgada por el amplificador clase D. Otra característica, es que se opera con dos frecuencias: una para alcanzar la resonancia en el estado de preencendido y la otra para su funcionamiento en estado estable. Por otra parte, si se requiere obtener alta ganancia en estado estable, es preciso tener un alto factor de calidad Q, lo que provoca una disminución de la ganancia en estado de pre-encendido. Por lo tanto, existe un compromiso entre la operación en estado estable y en estado de pre-encendido de la lámpara. Finalmente, dadas estas premisas, se puede concluir que este tanque resonante es descartado en este trabajo. Otro tanque resonante muy interesante es el inversor de impedancias capacitivo IIC (Figura 2-8b). En este circuito se conecta un capacitor en serie con la carga, lo que permite, a diferencia del tanque LC, operar al balastro electrónico con una sola frecuencia de trabajo, además de obtener conmutación suave en los interruptores [5-6]. Sin embargo, el inconveniente de esta estructura con aplicación en lámparas fluorescentes, es que necesita un elemento extra para el precalentamiento de los electrodos de la lámpara. 35

Capítulo 2

Ls

Ls Cp

VI

RL

Cs

VI

Cp

(a)

RL

(b)

Ls

Cs Cp

VI

RL

(c)

Figura 2-8. Estructuras resonantes típicas con aplicación en la alimentación de lámparas fluorescentes, (a) LC paralelo, (b) IIC (c) LCC serie-paralelo.

El tanque resonante LCC de la Figura 2-8c, derivado del tanque LC, tiene conectado un capacitor en serie con la inductancia resonante. Esto significa un parámetro adicional en su diseño y permite operarlo a una única frecuencia de operación. Puede obtenerse alta ganancia en estado estable y estado de pre-encendido, lo cual hace esta topología “ideal” para este trabajo de tesis.

2.4

Análisis del tanque resonante LCC

2.4.1 Estructura resonante LCC 2.4.1.1 Análisis matemático

El análisis del tanque LCC con ganancia máxima fue presentado en [7] y se analizó para su aplicación en lámparas de alta intensidad de descarga (AID) (Figura 9a).Un aspecto importante de este análisis, es que el tanque resonante opera a una sola frecuencia de operación, es decir que la frecuencia del estado de pre-encendido es la misma que la del estado estable. En este caso se analizará para su uso en lámparas fluorescentes con la intención de calcular el valor de los elementos del tanque para obtener la máxima ganancia en estado estable. En este análisis se modela la lámpara fluorescente, en estado estable, como una resistencia (RL) como se muestra en la Figura 2-9b.

36

Análisis de Estructuras Resonantes

Ls

XLs

Cs

V1

VI

RL

Cp

XCs XCp

(a) XLs

XCs

(b)

XCe

XLs Re

VI

RL

VS

VI

XCs XCp

Rp

(c)

VO

(d)

Figura 2-9. (a) Tanque LCC (b) tanque LCC expresado en forma fasorial (c) equivalente para el estado de preencendido (d)equivalente serie.

El primer paso es la determinación del tanque serie equivalente (ver Figura 2-9c), donde el paralelo de XCp y RL se representan mediante las ecuaciones (2.4) y (2.5). 2

XC e =

Re =

R L ⋅ XC p 2

R L + XC p R L ⋅ XC p 2

(2.4)

2

2

R L + XC p

(2.5)

2

El siguiente paso es el análisis del circuito en el estado de pre-encedido (Figura 2-9d). En este estado se ha eliminado la resistencia equivalente de la lámpara, debido a se considera que la lámpara tiene una resistencia infinita en este estado. El único elemento que limita le corriente, es la resistencia parásita Rp que representa la resistencia intrínseca de los inductores y capacitor. La magnitud de la ganancia de tensión para el estado de pre-encendido puede determinarse por medio de un divisor de voltaje y viene dado por la ecuación siguiente: Mv =

Vo = V1

XC p

R p + (XL S − XC S − XC p ) 2

37

2

(2.6)

Capítulo 2

De la ecuación (2.6) se ve que para la condición de máximo voltaje se debe cumplir con la siguiente condición: XL S − XC S − XC p = 0

(2.7)

Es decir, en el estado de pre-encendido el tanque opera en resonancia para alcanzar el máximo voltaje. Por otra parte la potencia entregada a la carga es la misma potencia consumida por la lámpara y viene dada por la siguiente ecuación: 1 PL = Vs 2 (2.8) 2 Re Con base en el circuito serie equivalente de la Figura 2-8c obtenemos que la tensión en Re es: Vs =

Re R e + ( XL S − XC S − XC e ) 2

2

V1

(2.9)

sustituyendo (2.9) en (2.8) obtenemos:

( XLS − XC S − XC e )

2

V 2 = 1 Re − Re 2 PL

2

(2.10)

De la condición de máxima ganancia, ecuación (2.7), se tiene que: XC p = XL S − XC S

(2.11)

sustituyendo (2.11) en (2.10) tenemos: 2

V 2 ( XC p − XC e ) = 1 Re − Re 2 PL 2

(2.12)

sustituyendo las ecuaciones (2.4)y (2.5) en (2.10) y resolviendo para XCp, obtenemos: XC p =

V LV1 2 PL

(2.13)

donde: VL es el voltaje pico de la lámpara, V1 es el valor pico de la fundamental del inversor y PL es la potencia nominal de la lámpara. 38

Análisis de Estructuras Resonantes

El factor de calidad se define de acuerdo al circuito equivalente serie de la Figura (2.8c) de la forma: XL S Q= (2.14) Re Por otra parte, debido a que XCS debe tener un valor mayor que cero (XCS=XLS-XCp>0). Entonces, sustituyendo la ecuación (2.14) se tiene la siguiente relación que indica el valor mínimo del factor de calidad: Q min >

XC p

(2.15)

Re

Para obtener la relación anterior en términos conocidos se sustituyen las ecuaciones (2.5) y (2.13) en (2.15), considerando a R L = VˆL / PL se obtiene: 2

2Vˆ + V1 Q min > L 2VˆLV1

2

(2.16)

Por otra parte, el voltaje máximo de encendido aplicado a la lámpara se obtiene a partir de las ecuaciones (2.4) y (2.13) de la forma: 2 XC p VˆLV1 Vo max = = (2.17) Rp 2 PL R p Algoritmo 1 para el cálculo de los elementos reactivos 1) Introducir los datos conocidos de la lámpara y condiciones de operación del balastro: PL, RL, fS y V1. 1 VˆLV1 . (2.13) 2 PL 3) Calcular el valor de Re. (2.5)

2) Calcular el valor de X cp =

2

4) Calcular el valor de Qmin para satisfacer XCS>0. Q min >

5) Proponer un valor de Q y obtener el valor de XL S = QRe . (2.14) 6) Calcular XC S = XL S − XC p . 7) Con los valores de XCS ,XCp y XLS, calcular CS, Cp y LS.

39

2

2VˆL + V1 . (2.16) 2VˆLV1

Capítulo 2

Los datos necesarios para el cálculo de los elementos del tanque resonante son: PL =32W (potencia nominal de la lámpara) RL =177Ω (resistencia equivalente de la lámpara) fs = 60kHz (frecuencia de conmutación) V1=2 Vcc/π (voltaje fundamental del amplificador clase D) La potencia y corriente nominal de la lámpara son datos proporcionados por el fabricante, con los cuales se calcula la resistencia equivalente de la misma. En este caso, la corriente nominal es de 425mA. La frecuencia de operación seleccionada es de 60kHz dado que con esta frecuencia la lámpara tendrá un comportamiento resistivo. Además, se asume que el ancho de banda será suficientemente amplio para variar la frecuencia de operación e implementar el control de frecuencia. Por su parte el valor de Vcc requiere cierta atención. El análisis del tanque resonante impone trabajar en un punto de operación cercano a la frecuencia de resonancia, por lo cual, sí se realiza el diseño con Vcc=180V, entonces, la ganancia máxima de acuerdo con la tabla 2.1, será ligeramente mayor a 0.86. Por lo tanto, en base al criterio anterior lo conveniente es usar un valor de Vcc=40V. Esto permitirá alcanzar la ganancia de voltaje necesaria (Mvmax=3.9), y a su vez la ganancia mínima (Mvmin=0.86) que realmente es una atenuación. En otras palabras, sólo diseñando el tanque con un voltaje mínimo es factible alcanzar la ganancia máxima. (Ver Figura 210). Para verificar la premisa acerca del valor de Vcc que deberá emplearse para el diseño del tanque resonante, se calcularon los elementos reactivos al base al algoritmo 1. Primero, para Vcc=180V y posteriormente para Vcc=40V. Además, para cada valor de Vcc se obtuvieron valores de los elementos reactivos para tres valores del factor de calidad, elegidos de tal forma que cumplieran con la condición Q>Qmin.

Mv

Mvmax

Mvmin

Vcc=40V Vcc=180V

ω0 Figura 2-10. Puntos de operación de la ganancia de voltaje del tanque resonante para Vcc=40V y Vcc=180V.

40

Análisis de Estructuras Resonantes

Posteriormente, se hizo una simulación en PSpice mediante un barrido de AC para cada diseño de los elementos reactivos y se grafico la ganancia en función de la frecuencia para cada valor de Q. Esta gráfica se muestra en la Figura 2-11 para un diseño con Vcc=180V, donde se observa que el valor máximo alcanzado de ganancia es de 1.4 para Q=11. En la Figura 2-12 se presentan las mismas curvas utilizando un valor de Vcc=40V, donde el valor de la ganancia máxima alcanzada es de 4.5 para cualquier valor de Q. Para el diseño del tanque se obtuvieron, con Vcc=40V, los elementos del tanque para un factor de calidad de Q=5, lo cual permite tener un valor intermedio de ancho de banda y garantiza una forma de onda sinusoidal de la corriente y del voltaje en la lámpara. A continuación se presenta el valor de los elementos del tanque: LS=125.8µH, CS=308.28nF y Cp=68.32nF. 1.4

Q=11 Q=7

1.2

Q=5 1

Mv

0.8 0.6

0.4 0.2

0

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Frecuencia (Hz)

x 10

4

Figura 2-11. Ganancia de tensión del tanque LCC (diseño con Vcc=180V). (Qmin=2) 5 4.5 4 3.5

Mv

3 2.5 2

Q=4.5

1.5

Q=5

1

Q=9

0.5 0

0

1

2

3

4

5

6

Frecuencia (Hz)

7

8

9

10 x 10

4

Figura 2-12. Ganancia de tensión del tanque resonante LCC (diseñado con Vcc=40V).(Qmin=4)

41

Capítulo 2

2.4.1.2 Análisis en simulación

Los resultados de la simulación se presentarán en las dos formas siguientes: • •

estado de pre-encendido estado estable

El estado de pre-encendido es cuando el gas del interior de la lámpara aún no sea ha ionizado. Este estado se modela mediante de una resistencia de 1MΩ conectada entre las terminales de salida del tanque resonante. Esta prueba tiene la finalidad de comprobar que el tanque resonante alcanzará un voltaje suficientemente elevado para cebar el tubo fluorescente. Asimismo, el estado estable es cuando la lámpara ya ha encendido y esta operando en régimen permanente. En este estado se modela a la lámpara con el valor de resistencia equivalente previamente calculado en base a los datos proporcionados por el fabricante. Los resultados de simulación en estado estable se presentarán con dos valores de Vcc: 180V y 140V, y los elementos del tanque previamente diseñado. El esquemático para la simulación se muestra en la Figura 2-13. En lugar del puente rectificador se empleara una fuente de corriente directa variable. (a) Estado de pre-encendido La Figura 2-14 muestra el voltaje máximo para el encendido de la lámpara. Puede notarse que este voltaje es suficientemente elevado para lograr la ionización del gas del tubo fluorescente (Venc>400V). La frecuencia de operación del inversor resonante en este caso es de 60kHz.

Figura 2-13. Esquemático para la simulación en Pspice.

42

Análisis de Estructuras Resonantes

Figura 2-14.Ganancia de voltaje en estado de pre-encendido.

(a) Estado estable Operación con Vcc = 180V

Los resultados de las simulaciones en PSpice en estado estable, se presentan en la Figura 2-15. La Figura 2-15a exhibe los transitorios del voltaje y la corriente eficaz en la carga, cuyos valores eficaces son 74V y 422 mA, respectivamente; la Figura 2-15b muestra la potencia promedio en la carga, la cual es de aproximadamente 32W. La corriente pico en la entrada al tanque es de 4A (Figura 2-15c), lo que representa una potencia promedio en el interruptor de aproximadamente 7W (Figura 2-15d). Estos resultados se obtienen al operar al inversor resonante con una frecuencia de conmutación de aproximadamente 81kHz para una ganancia de 0.864, según se aprecia en la Figura 2-12. Operación con Vcc = 40V

La operación en estado estable bajo esta condición, produce formas de onda de la corriente y del voltaje en la carga similares a los obtenidos con la operación a 180V, de igual manera que para la potencia en la carga. Sin embargo, la corriente en la bobina resonante tiene un valor pico de 2.7A, que es menor al caso anterior (Figura 2-16a). Finalmente, la Figura 2-16b exhibe la potencia promedio en el interruptor superior, el cual, tiene un valor de aproximadamente 1.5W. La frecuencia de conmutación del inversor resonante es de 60kHz, para obtener la ganancia del tanque resonante necesaria (Figura 2-12).

43

Capítulo 2

(a)

(b)

(c)

(d)

Figura 2-15. Simulaciones para Vcc=180V. (a)Voltaje y corriente en la carga, (b) Potencia promedia en la carga, (c) Corriente en la inductancia resonante y (d) Potencia promedio de pérdidas en el interruptor superior del inversor.

(a)

(b)

Figura 2-16. Simulaciones para Vcc=40V. (a) Corriente por la inductancia L, y (b) Potencia promedio de pérdidas calculada en el interruptor superior del inversor.

En conclusión, este tanque resonante presenta ganancia en estado estable. Sin embargo, la corriente que demanda el tanque resonante es relativamente elevada, lo que repercute en pérdidas elevadas en los interruptores del inversor, lo cual es más perceptible al comparar con la potencia 44

Análisis de Estructuras Resonantes

en la lámpara (32W). Además, esta elevada corriente circularía por los cátodos de la lámpara lo que provocaría un desgaste prematuro de los mismos y por ende un menor tiempo de vida de la lámpara. Para soslayar estas dificultades, a continuación se propone agregar un transformador al tanque resonante con las siguientes ventajas: 1) Aislamiento de tensión entre la fuente primaria y la lámpara evitando riesgos de manipulación de la lámpara, sobre todo en el encendido de la misma. 2) Reducción de la corriente del inversor resonante y minimización de pérdidas en los interruptores. Por otra parte, el hecho de que el tanque resonante LCC tenga conectado un capacitor CS en serie, asegura que por el transformador nunca circulará corriente continua evitando la saturación del mismo.

2.4.2 Estructura resonante LCC con transformador (LCCT) 2.4.2.1 Análisis matemático

En la Figura 2-17 se presentan a los circuitos equivalentes para el análisis del tanque resonante LCC con transformador. El análisis de esta topología se realizará mediante un análisis fasorial. Para esto, en la Figura 2-17a, se muestra el tanque resonante LCCT. Para simplificar este circuito el capacitor CP y la resistencia RL se reflejan al primario como se presenta en la Figura 2.17b; cuyos valores están dados por: C1 =

Cp n

2

y R1 =

RL . n2

Por otra parte, es visible que XLr y XC1 forman un paralelo, al cual llamaremos X1. X 1 = XLr // XC1 es decir: X1 =

( jXL r )(− jXC1 ) XLr ⋅ XC1 = j ( XLr − XC1 ) j ( XLr − XC1 )

45

(2.18)

Capítulo 2 Ls

Cs

1:n

Ls Cp

VI

Cs

RL

(a) XLs

XLs XLr

XC1

XCs

VI

XCs

VI

R1

X1

(c) XLs

RL/n2

(b)

XCs

VI

Cp/n2

Lr

R1

(d) XCe

LeqT

CeqT RT

VI

Re (e)

(f)

Figura 2-17. (a) Tanque LCC con transformador, (b) capacitor paralelo Cp y resistencia RL reflejada al primario, (c) modelo simplificado del inverso en fasores, (d) reactancia de dispersión del transformador XLr y XC1 en paralelo, (e) circuito equivalente serie, y (f) circuito serie equivalente simplificado (sin fasores).

Evaluado la magnitud de X1 y considerando un comportamiento capacitivo (Figura 2-17d), obtenemos: X 1 = Z1 =

XLr ⋅ XC1 XLr − XC1

(2.19)

En analogía al tanque LCC para ganancia máxima, reemplazamos XCp de la ecuación (2.13) por X1. De esa forma obtenemos que: X1 =

V1 ⋅ V R1 2 ⋅ PR1

(2.20)

donde: V1 es el valor pico del voltaje de la fundamental del inversor, VR1 es el voltaje pico en las terminales de la carga y PR1 es la potencia proporcionada a la misma. A partir de la Figura 2-17e se calcula la magnitud de la corriente que demanda el tanque resonante y la lámpara. 46

Análisis de Estructuras Resonantes

V1

IL =

(2.21)

2

Re + X 2

donde X = ( XLr − XC S − XC e ) De acuerdo con la definición del factor de calidad, para el circuito serie, se tiene que: XLS = Q ⋅ Re

(2.22)

Con lo cual se obtiene la siguiente relación: 2

2

Re + X 2 = Re + (Q ⋅ Re + XC S − XC e ) 2

(2.23)

Sabiendo que los valores de XCe y Re equivalen a : 2

XC e =

Re =

R1 ⋅ X 1 2

R1 + X 1 R1 ⋅ X 1 2

(2.24)

2

2

RL + X 1

(2.25)

2

se obtiene la siguiente relación: XC e R2 ⋅ X1 R1 = 1 = 2 Re X1 R1 ⋅ X 1

(2.26)

Despejando a XCe de (2.26) y sustituyendo en (2.22), obtenemos: 2

2

Re + X 2 = Re + (Q ⋅ Re − Xcs −

R1 ⋅ Re ) 2 X1

(2.27)

Por otra parte, a partir de la Figura 2-17d en el estado de pre-encendido la resistencia R1 representa tiene un valor de infinito, y la suma de reactancias son cero (XLS-XCS-X1=0), por lo tanto despejando XCS y aplicando la definición del factor de calidad, se obtiene que: XC S = XL S − X 1 = Q ⋅ Re − X 1 47

(2.28)

Capítulo 2

Sustituyendo la ecuación (2.25) y (2.28) en (2.27) se tiene: 2

Re

2

2

(

2 4 2 2  R1 X 1 2   R1 R1 X 1  X 1 R1 + X 1 +X = 2 + X1 −  = 2  2 2 2 X 1 R1 2 + X 1 2   R1 + X 1  R1 + X 1  2

(

)

)

(2.29)

Evaluado la raíz cuadrada, obtenemos : 2

Re + X

X1

=

2

2

2

R1 + X 1

(2.30)

2

Por otra parte, sustituyendo (2.30) en (2.21), tenemos que: 2

V1 R1 + X 1

IL =

X1

2

(2.31)

2

Asimismo sustituyendo a X1 de (2.20) en la ecuación anterior obtenemos:

IL =

4 PR1

2

V1 ⋅ V R1

2

R1 +

2

V1 V R1 4 PR1

2

(2.32)

2

Por otra parte, la potencia en la resistencia R1 se expresa como: 2

V R1 2 ⋅ R1 Al despejar VR1 de (2.33) y al sustituirlo en (2.32) entonces: PL =

2 ⋅ PR1 IL = V1 ⋅ R1 Si R1 =

(2.33)

2

V R R1 + 1 1 2 PR1 2

(2.34)

RL , sustituyendo en (2.34) obtenemos: n2 2

IL =

2 PR1

2

V1 ⋅ n 2 ⋅ PR1 ⋅ R L ⋅ RL + 2 V1 ⋅ R L 2

48

(2.35)

Análisis de Estructuras Resonantes

Por otra parte, al sustituir V R1 =

VL R y R1 = 2L en la ecuación (2.35), se obtiene que la n n

potencia en la lámpara es: 2

V PL = PR1 = L 2 ⋅ RL

(2.36)

Finalmente al sustituir la ecuación (2.36) en (2.35), se obtiene la corriente de entrada al tanque resonante es: 2

IL =

2

V L V L + V1 ⋅ n 2

(2.37)

V1 ⋅ R L

Por otra parte despejando XLr de la ecuación (2.19) obtenemos: XLr =

XC1 ⋅ X 1 X 1 − XC1

(2.38)

Para asegurar un comportamiento capacitivo X1 debe ser mayor que XC1 para que XLr>0, es decir X1=αXC1, donde α>0, por ejemplo para un valor de la constante de proporcionalidad de α=3, resulta en XLr = X1/2. Finalmente de la ecuación (2.16) surge la condición del factor de calidad mínimo: 2

Q min

2Vˆ + V1 > R1 2VˆR1V1

2

(2.39)

Al sustituir VˆR1 de la ecuación (2.33) en (2.37) se tiene que: Q min =

2 PL R1 + V1

2

2 PL R1 V1

(2.40)

Algoritmo 2 para el cálculo de los elementos 1) Especificar los datos conocidos de la lámpara y condiciones de operación del balastro: PL, V1, RL y Vcc. 2) Proponer un valor de α para asegurar un comportamiento capacitivo donde α>1.1

49

Capítulo 2 2

3) Evaluar el valor de la corriente por el inductor serie I L =

2

V L V L + V1 ⋅ n 2 V1 ⋅ R L

.(2.37). Ele-

gir un valor de n para el cual la corriente sea mínima. 4) Calcular R1 =RL /n2. 5) Obtener la reactancia capacitiva X 1 =

V1 2 ⋅ PL ⋅ R1 2 ⋅ PL

.

6) Calcular la inductancia de dispersión del transformador XLr=X1/(α-1). 7) Calcular XC1 = X1/α. 8) Calcular XCp=n2 XC1. 9) Calcular el factor de calidad mínimo. Q min = 10) Cálculo de XLS= Q Re =

QR1 X 1 2

2 PL R1 + V1

2

2 PL R1 V1

(2.40)

2

R1 + X 1 11) Cálculo de XCS=XLS-X1. (2.28)

2

. (2.22)

Los datos necesarios para el cálculo de los elementos del tanque resonantes son los mismos de la sección 2.4.1. En el apéndice A-2 se presenta el programa para calcularlos. La Figura 2-18 muestra la ganancia de tensión de este tanque resonante con operación en estado estable, esta grafica se obtuvo mediante un barrido de AC, para diferentes valores del factor de calidad se obtuvo el valor de los elementos reactivos mediante el algoritmo 2. Los valores del factor de calidad son elegidos de manera arbitraria, pero sabiendo que con estos valores deben cumplir las condiciones de operación del balastro. La ganancia de voltaje mínima (Mv=0.85) se obtiene para cualquier valor del factor de calidad se encuentra a la frecuencia de 60kHz, es decir, la frecuencia empleada en el diseño. Sin embargo, la ganancia máxima se obtiene sólo para valores relativamente bajos del factor de calidad. En base al comportamiento de la ganancia de voltaje de la Figura 2-18 se ha seleccionado un factor de calidad de Q=4.54, debido a que con este valor se cumple con la condición de ganancia máxima y, además, un valor intermedio del ancho de banda. A continuación se presentan los valores de los elementos del tanque resonante LCCT mediante el algoritmo 2.

50

Análisis de Estructuras Resonantes

n=3 LS = 208.5µH Cs=193.4nF Cp=8.8nF LTrp=84.3µH (inductancia primaria de transformador) LTrs= 758.3µH (inductancia secundaria del transformador).

9

Q=3.53

8 7 6

Q=4.54

Mv

5 4

Q=6

3 2 1 0

0

1

2

3

4

5

6

7

F recuencia (Hz)

8

9

10 x 10

4

Figura 2-18. Ganancia de tensión.

2.4.2.2 Análisis en simulación

En la Figura 2-19 se muestra el esquemático para la simulación en PSpice del tanque LCCT, puede verse en la Figura que se emplean los valores de los elementos del tanque previamente calculado. Además, se ha insertado una resistencia de 10MΩ entre la terminal de la salida del transformador del secundario y la tierra. Esto se hizo con la finalidad de “aislar” la carga y evitar así posibles errores de convergencia durante la simulación. Los resultados de las simulaciones se presentarán de la siguiente manera: primeramente para el estado de pre-encendido y después para el régimen permanente.

51

Capítulo 2

Figura 2-19. Esquemático para la simulación en PSpice del tanque resonante LCCT.

(a) Estado de pre-encendido Como se mencionó anteriormente, esta simulación tiene como fin comprobar que el voltaje de encendido será suficientemente elevado para ionizar el gas que se encuentra en el interior de la lámpara. La Figura 2-20 muestra el voltaje de salida del inversor resonante, donde el voltaje máximo alcanzado es de 4kV, que es un valor de voltaje satisfactorio.

Figura 2-20. Voltaje de salida del tanque resonante LCCT en estado de pre-encedido.

(b) Estado estable Operación con Vcc = 180V

En la Figura 2-21a se muestran las formas de onda del voltaje y corriente. Ambas señales son sinusoidales y los valores eficaces son de 70.7V y 424mA respectivamente. Se tiene que la potencia en la carga es de aproximadamente 30W (Figura 2-21b), la corriente pico de la inductancia es de2A (Figura 2-21c), y la potencia promedio en el interruptor superior es de 2W (2-21d). La frecuencia de conmutación, en este caso, es la de diseño: fS=60kHz. 52

Análisis de Estructuras Resonantes

(a)

(b)

(c)

(d)

Figura 2-21. Simulaciones para Vcc=180V (a)Voltaje y corriente en la carga, (b) potencia promedio en la carga (c) corriente en la entrada del tanque resonante, y (d) potencia promedio circulante en el interruptor superior del inversor.

Las simulaciones anteriores nos arrojan los siguientes resultados: la potencia en la carga esta muy cerca al valor nominal; la corriente pico en la entrada del tanque resonante es, 50% o menos de la mitad del caso sin transformador, de aproximadamente 2A, el cual se considera un valor relativamente bajo y las pérdidas en el interruptor de redujeron de 7W a 2W

Operación con Vcc = 40V

Los resultados obtenidos en esta sección, en lo que se refiere a la potencia en la carga y la potencia promedio suministrada a la misma, son similares a los obtenidos anteriormente para Vcc=180V. Sin embargo, la corriente pico es de 3a (Figura 2-22a), que es ligeramente mayor al caso anterior y las pérdidas globales en el interruptor inferior son de 1.5W (Figura 2-22b), que es un valor relativamente bajo.

53

Capítulo 2

En términos generales, con esta estructura resonante se tiene la ganancia de voltaje (Mv=3.9) necesaria para entregar la potencia nominal a la lámpara a una frecuencia de operación de aproximadamente 22kHz (Figura 2-18), aún alimentando con un voltaje mínimo de 40V. Por otra parte, se obtiene también una corriente relativamente baja a la entrada del tanque resonante.

(a)

(b)

Figura 2-22. Simulaciones para Vcc=40V (a) Corriente por la inductancia L, y (b) Potencia promedia calculada en el interruptor superior del inversor.

2.5

Conclusiones

El hecho de disminuir el capacitor de filtrado a la salida del rectificador trae consigo un aumento del rizo de voltaje ( ∆V ) en el bus de CD. En este caso, su valor es ∆V = 140V , dado por un voltaje instantáneo máximo de 180V y mínimo de 40V, siendo el voltaje mínimo el valor que exige atención. En la tabla 2.2 se muestra un resumen de los resultados de las simulaciones. Tabla 2.2. Resumen de características de la estructura resonante LCC.

Estructura resonante LCC LCCT

Vcc (V)

Frecuencia de operación fS (kHz)

MOSFET Superior Pavg (W)

Corriente en la inductancia ILS(A)

180

81

7

4.5

40

63

1.4

3

180

60

2

1.9

40

23

1.5

2.5

54

Análisis de Estructuras Resonantes

Con base en estas características puede notarse que la estructura LCC con transformador (LCCT) demanda una menor corriente, lo que significa una mejora importante de la estructura LCC convencional para su implementación en el balastro propuesto, ya que ser educen las pérdidas los semiconductores. Para validar los resultados obtenidos de la ganancia de voltaje de la estructura LCCT, en el capítulo siguiente se presentan pruebas experimentales.

2.6

Referencias

[1]

R. Ordóñez,“Aspectos Tecnológicos en el Diseño de Inversores Resonantes aplicados al Calentamiento por Inducción”, Tesis de Maestría, CENIDET, Diciembre de 1998. pp. 5256.

[2]

M. Cosby y R. Nelms, “Designing a Parallel-Loaded Resonant Inverter for an Electronic Ballasts Using the Fundamental Approximation”, IEEE Applied Power Electronics Conf., 1993, pp. 418-423.

[3]

A. Bhat y C. Wei-qun, “Analysis, Selection and Design of Resonant Inverter for an Electronic Ballasts”, IEEE Power Electronics Specialist Conf., 1994, pp. 796-804.

[4]

A. Ruiz, “Balastros Electrónicos Integrados con Corrección Activa del Factor de Potencia”, Tesis de Maestría, CENIDET, Diciembre de 1999.

[5] E. Rodríguez, “Análisis de Topologías Resonantes para su aplicación en Sistemas de Alimentación de Lámparas de Alta Intensidad de Descarga,”, Tesis de Maestría, CENIDET, Diciembre de 1999. [6] M. Ponce, “Sistemas de Alimentación para Lámparas de Descarga Basados en Amplificadores Clase E”, Tesis Doctoral, CENIDET, 1999. [7]

J. Correa , M. Ponce, A. Lopez, J. Arau, J. M. Alonso “A comparison of LCC and LC Filters for its Application in Electronics Ballasts for Metal-Halide Lamps”, IEEE Power Electronics Specialist Conf., 2001, pp. 114-119.

55

Capítulo 3 BALASTRO ELECTRÓNICO MINIMIZANDO EL CONDENSADOR DE FILTRADO

En este capítulo se mostrarán los resultados de la estrategia de corrección del factor de potencia minimizando el capacitor de filtrado. Posteriormente, se exhibirán los efectos de eliminar este elemento en cuanto a la corriente de línea y la corriente de la lámpara. Después, se presentará la caracterización del tanque resonante en lazo abierto y en lazo cerrado. Además, se describirá el método para controlar la ganancia del inversor resonante y su implementación. Finalmente, se mostrarán los resultados experimentales al reducir el capacitor de filtrado en conjunto con la implementación del lazo de control propuesto para reducir el factor de cresta de la corriente en la lámpara.

3.1 Análisis experimental en lazo abierto 3.1.1 CFP mediante la reducción del capacitor de filtrado Los balastros electrónicos necesitan para su funcionamiento una etapa de conversión de corriente alterna a corriente directa. Como se mencionó en la sección 1.3.1 la forma más sencilla de hacerlo es por medio de un rectificador con un capacitor voluminoso conectado en paralelo. Sin embargo, cuando el voltaje del capacitor es mayor al de la red, se corta la circulación de corriente en los diodos del rectificador. Lo anterior, produce unos picos en la corriente de línea de

Capítulo 3

poca duración, los cuales, pueden llegar a tener un valor pico de hasta tres veces el valor eficaz de la fundamental. En consecuencia el contenido armónico de la corriente a la entrada es mayor del 100% y se tiene un bajo factor de potencia [1-2]. Para demostrar el efecto de la reducción del capacitor de filtrado se construyo un balastro, el diagrama del mismo se muestra en la Figura 3-1, el valor de los elementos del tanque resonante fueron calculados en la sección 2.4.2. La Figura 3-2 muestra la forma de onda del voltaje y la corriente de línea. Como puede observarse en este caso la corriente es una señal cuasi-sinusoidal y el balastro alcanza un alto factor de potencia de FP=0.963. Sin embargo, desde el punto de vista de la carga, el factor de cresta es FCC=2.04 ( Figura 3-3). Como se ve en la señal inferior de la Figura 3-3, la corriente de la lámpara presenta un comportamiento interesante, ya que contiene dos componentes; uno de ellos es el perteneciente a la baja frecuencia (dos veces la frecuencia de la red) y el otro componente es en alta frecuencia (de conmutación). El capacitor de filtrado CF empleado tiene un valor comercial de 1µF, el cual, es un valor reducido y fue elegido para demostrar sus efectos en la corriente de línea y en en la lámpara. D1

D2

S1

Ls

CF

Vac D3

S2

Cs

1:n Cp

D4

Lamp

Figura 3-1. Balastro electrónico con CFP mediante la reducción del valor del capacitor de filtrado.

Figura 3-2. Voltaje y corriente a la entrada (50V/div, 200mA/div, 10ms/div), FP=0.963.

56

Figura 3-3. Voltaje y corriente en la lámpara. (100V/div, 500mA/div, 5ms/div), FCC= 2.04.

Balastro Electrónico minimizando el Condensador de Filtrado

Para el caso de la alta frecuencia, la lámpara se comporta como una resistencia (voltaje y corriente directamente proporcionales) pero en baja frecuencia tiene un comportamiento muy peculiar debido a que cuando la corriente es casi cero, la impedancia de la lámpara aumenta y el voltaje de la misma crece, lo que se refleja en ciertos picos de voltaje. Esto se debe a que en baja frecuencia el plasma de la lámpara se enfría en cada cruce por cero (modulación en baja frecuencia) , lo que se conoce como fenómeno de “flicker”, ya que en los cruces por cero, según la envolvente de baja frecuencia, el arco en la lámpara se extingue originando re-encendidos no deseados. Como se mencionó anteriormente esta con Figuración tiene un alto factor de potencia, sin embargo, es importante también cumplir con la norma IEC-1000-3-2 Clase C. En la Figura 3-4 se muestra el espectro en frecuencia de la corriente de línea, en la cual las barras de color claro se refieren a la norma IEC-1000-3-2 y las barras obscuras se refieren al valor medido de cada componente armónica. Se nota que se cumple con la norma para todos los armónicos. Las características de este balastro son: • • • • • •

alto factor de potencia (FP>0.90) bajo contenido armónico de la corriente de línea cumplimiento con la norma IEC-1000-3-2 factor de cresta (FCC>2) menor vida útil de la lámpara y efecto Flicker 30

25

20

Norma Medido

15

10

5

0

3

5

7

9

11

13

15

17

19

21

23

25

27

29

31

33

35

37

39

Figura 3-4. Comparación de las componentes armónicas de la corriente de entrada con la norma IEC-100-3-2 con capacitor de filtrado reducido y sin control de frecuencia.

57

Capítulo 3

Dado que el hecho de eliminar el capacitor de filtrado sólo es bien “visto” por la entrada, surge la idea de implementar un control para variar la ganancia del tanque resonante para mantener el valor pico de la corriente constante. A continuación se presenta la caracterización del tanque resonante en lazo abierto. 3.1.2 Caracterización de tanque resonante LCCT en lazo abierto En esta sección se presenta la caracterización experimental del tanque resonante LCCT en lazo abierto a fin de verificar que el tanque resonante LCC con transformador posee la ganancia de voltaje necesaria para compensar el rizo de voltaje del bus de CD. Se construyó un circuito en base al diseño del tanque presentado en el punto 2.4.2. En la Figura 3-5 aparece el circuito para la experimentación del balastro en lazo abierto. El inversor empleado es el amplificador clase D, cuyos interruptores son: MOSFETS tipo IRF740, controlados por el integrado TL494 para generación de pulsos y el impulsor IRF2110. La resistencia equivalente empleada es RL=166.67Ω. El balastro es alimentado por una fuente comercial variable de CD, la cual se representa en la Figura 3-5 como VCC.

S1 VCC

Ls

Cs

n:1 Cp

S2

RL

Figura 3-5. Esquemático para la prueba.

La prueba consiste en alimentar al inversor resonante con una fuente de voltaje de corriente continua (Vcc) variable, con la cual se reduce el voltaje de entrada de 180 a 40V. En cada caso se ajusta la frecuencia de conmutación para mantener la potencia constante. En la Tabla 3.1 se muestran los resultados obtenidos en los experimentos. La grafica de la Figura 3-6 muestra en el eje vertical de la izquierda el voltaje de entrada (Vcc), y en el de la derecha la potencia suministrada a la carga (P0), versus la frecuencia de conmutación. En base a estos experimentos, puede decirse que el diseño del tanque resonante LCCT tiene la ganancia suficiente para mantener la potencia en la carga constante, aún cuando el voltaje del bus de CD es de 40V.

58

Balastro Electrónico minimizando el Condensador de Filtrado Tabla 3.1. Resultados experimentales del tanque resonante en lazo abierto alimentando una carga resistiva

Voltaje de entrada (V)

Corriente eficaz en la carga (mA)

Voltaje eficaz en la carga (V)

Potencia promedio (W)

Frecuencia de conmutación (kHz)

180 170 160 150 140 130 120 110 100 90 80 70 60 50 40

400 398 398 398 386 386 388 388 386 386 388 386 386 386 386

75.4 75.2 75.4 75.4 75.4 75.4 75.4 75.4 75.3 75.4 75.6 75.4 75.4 75.4 75.4

30.16 29.93 30.00 30.00 29.10 29.10 29.26 29.25 29.06 29.10 29.33 29.10 29.10 29.10 29.10

60.00 55.00 50.00 45.40 41.30 37.30 34.10 32.10 30.10 28.19 26.90 25.60 24.50 23.72 23.10

35

200

Vcc (V)

Po (W)

180 30 160 25

140 120

20 Vin Po

100 15

80 60

10

40 5 20 0

0 60

55

50

45

41

37

34

32

30

28

27

26

25

24

23

Frecuencia de conmutación (kHz)

Figura 3-6. Voltaje de alimentación Vcc y potencia suministrada a la carga vs. frecuencia de conmutación.

Una vez caracterizado el tanque resonante se procedió a diseñar la técnica de control para variar su potencia. 59

Capítulo 3

3.2

Técnica de control modulación de frecuencia

Para el caso de inversores resonantes existen dos estrategias básicas para controlar la potencia a la salida: • •

control de tensión y control de corriente

De acuerdo con la sección 3.1.2, la impedancia del tanque resonante varia con respecto a la frecuencia de operación. Por lo tanto, la frecuencia de conmutación es un parámetro que nos permite manipular la corriente y voltaje en la carga, como se demostró experimentalmente en el punto anterior. Para el cambio de frecuencia pueden emplearse circuitos auto-oscilantes, o bien, un integrado que tenga esta función intrínseca, como es el caso del IC IR2155 [3].

3.2.1 Descripción de la técnica de control En la Figura 3-7 se muestra el circuito de prueba con el IC 2155, el cual puede diseñarse como un circuito oscilador controlado por voltaje (VCO). Este integrado emplea un circuito oscilador similar al del popular IC 555, donde la frecuencia de la señal de salida VO varia de acuerdo con un voltaje aplicado al capacitor en forma externa. La carga del capacitor comenzará cuando el voltaje en Ct sea de 1/3 Vcc. De manera similar, la descarga del capacitor será cuando el voltaje en Ct tenga un valor máximo de 2/3Vcc. En la Figura 3-8 se muestra el comportamiento de la salida del circuito de prueba al graficar el voltaje de frecuencia versus voltaje de offset. Esta gráfica muestra la operación para dos valores de Vcc, con 9V y con 15.5V. El comportamiento es más lineal al alimentar con 15.5V, que es lo que se busca +Vcc 1N4148

Voffset

R1 0.1 F

C2

VCC

VB

RT

HO

CT

VS

COM

LO

1R2155

COM

Figura 3-7. Diagrama del circuito prueba.

60

Vo

Balastro Electrónico minimizando el Condensador de Filtrado

Figura 3-8. Voltaje de offset vs. frecuencia de conmutación.

3.2.2 Implementación del circuito de control La Figura 3-9 presenta el diagrama de conexiones para el balastro con el control de frecuencia implementado. La corriente en la lámpara es sensada mediante un pequeño toroide. Por la imposibilidad física para medir la corriente de descarga, se sensa la corriente del devanado secundario del transformador y se resta de la corriente en el capacitor. Esta corriente se convierte a voltaje mediante la resistencia R7, posteriormente se rectifica y de acuerdo con los valores de R4 y C2 se obtiene un cierto valor del voltaje de offset. El capacitor C1 se carga a través de la resistencia R1 a un valor de aproximadamente 15.5V, dado por el diodo Zener interno del IC. En principio, el voltaje que aparece en el cátodo del diodo D2 es determinado por el divisor de voltaje formado por R2 y R4. Con este nivel de voltaje el integrado manda una señal de pulsos y los interruptores empiezan a conmutar, lo que origina que fluya corriente a través de los cátodos de la lámpara. Esta corriente se sensa y se rectifica (Voffset). Por otra parte, la salida “baja” del integrado manda una señal de corriente que tiene como fin saturar al transistor Q1. El tiempo para conmutarlo está dado por el arreglo del capacitor R3 y C3. Al polarizar el transistor Q1, el diodo D5 se polariza inversamente y comienza a funcionar el balastro con el control de frecuencia (Voffset) y a oscilar de acuerdo con la corriente de la lámpara.

61

Capítulo 3 D

ac

CF

AC

C in

R1 IR2155

R2 D

5

VCC

VB

RT

HO

RT Q

1

D R4

2

R5 M

1

1:n

Lamp

C4

CT

C2 D

6

CT

VS

COM

LO

Ls M

Cs

32W

Cp

2

R6

C1

3

C3

R3

D

4

R7

Figura 3-9. Diagrama del balastro electrónico con modulación de frecuencia.

3.2.3 Caracterización del control de frecuencia Esta sección tiene la finalidad de comprobar la ganancia calculada del tanque resonante. Anteriormente se comprobó que en lazo abierto el tanque resonante tiene la ganancia suficiente para mantener la potencia constante. Ahora se muestran resultados de pruebas similares, pero en lazo cerrado. A continuación se presentan los resultados experimentales del balastro al alimentarlo con una fuente de CD variable con el control de frecuencia implementado. La metodología de esta prueba consiste en disminuir el voltaje de CD de un valor máximo de 180V hasta uno mínimo de 40V. Primeramente la carga será un elemento puramente resistivo y posteriormente será una lámpara de 32W marca OSRAM. La finalidad de estas pruebas será la de comprobar el adecuado funcionamiento del control de frecuencia. (a) Carga resistiva En la Tabla 3-2 se presentan los resultados experimentales obtenidos, donde la primera columna muestra el voltaje aplicado en la terminales del inversor resonante. Este voltaje se hizo variar desde 180V hasta un mínimo de 40V. Puede notarse que la corriente y el voltaje eficaz en la resistencia permanecen casi constantes. La frecuencia de conmutación medida varia desde un valor de 61.7 kHz hasta un valor cercano a la frecuencia de resonancia de 21.7 kHz.

62

Balastro Electrónico minimizando el Condensador de Filtrado

De manera gráfica, la Figura 3-10 muestra en el eje vertical izquierdo el voltaje de CD y en el eje vertical derecho la potencia promedio de la carga versus la frecuencia. Puede notarse que la potencia permanece casi constante aún cuando el voltaje de entrada es mínimo (40V). Tabla 3-2. Prueba en lazo abierto alimentando una resistencia.

Voltaje de entrada (V) 180 170 160 150 140 130 120 110 100 90 80 70 60 50 40

Voltaje eficaz en la carga (V) 66.96 67.25 67.0 67.23 66.99 66.80 66.98 67.02 66.64 66.46 66.02 66.08 65.85 65.90 63.07

Corriente eficaz en la carga (mA) 366.6 368.6 368.9 369.6 367.6 368.8 369.4 371.0 369.2 369.4 368.8 369.8 369.4 368.8 356.4

Potencia promedio (W) 24.44 25.54 24.72 24.84 24.58 24.60 24.68 24.80 24.50 24.58 24.30 24.40 24.32 24.36 22.40

200

Frecuencia de conmutación (kHz) 61.7 58.10 54.25 49.45 45.13 40.80 37.77 34.60 32.15 30.09 28.27 26.62 25.23 23.74 21.67

30

Vcc (V)

Po (W)

180 25

160 140

20

120 100

15

Vcc Po

80 10

60 40

5

20 0

0 62

58

54

49

45

41

38

35

32

30

28

27

25

24

22

Frecuencia de conmutación (kHz)

Figura 3-10. Voltaje de entrada y potencia de salida en función de la frecuencia.

63

Capítulo 3

(b) Lámpara fluorescente como carga En la Tabla 3.3 se muestran los resultados experimentales al usar como carga una lámpara fluorescente. Los resultados se expresan de manera similar al caso anterior. Puede notarse que la corriente y el voltaje permanecen relativamente constantes hasta aproximadamente 70% del voltaje de entrada (130V). Además, la corriente en la lámpara comienza a disminuir en forma proporcional al voltaje de entrada y el voltaje en las terminales de ésta aumenta. Esto se debe a que el voltaje de entrada es tan bajo que origina una disminución de la corriente y de la potencia en la lámpara y esto origina un decremento de presión dentro del tubo, lo que hace que la impedancia de la lámpara empiece a incrementarse y se refleja en un aumento de voltaje en las terminales de la lámpara. En la Figura 3-11 se muestran el voltaje y la potencia promedio en la lámpara en eje vertical izquierdo y derecho, respectivamente. La potencia permanece casi constante únicamente hasta aproximadamente 130V y posteriormente ésta se reduce hasta un 50% de la potencia inicial. Lo anterior se debe a que la lámpara presenta un comportamiento denominado impedancia negativa. Cabe mencionar que aún cuando la potencia de la lámpara disminuye drásticamente, ésta permanece encendida. Tabla 3.3. Prueba en lazo abierto alimentando la lámpara fluorescente.

Voltaje de entrada (V) 180 170 160 150 140 130 120 110 100 90 80 70 60 50

Corriente eficaz en la carga (m A) 355.10 355.09 352.62 345.22 333.42 331.35 321.43 293.13 292.26 278.91 246.93 214.23 199.00 194.48

Voltaje eficaz en la carga (V) 77.72 77.64 78.11 78.71 78.70 78.32 80.01 81.50 81.53 82.11 84.48 87.12 88.29 95.76

64

Potencia promedio (W) 27.34 27.32 27.33 27.27 27.15 26.53 25.67 24.52 23.36 21.5 20.1 18.55 17.03 15.76

Frecuencia de conmutación (kHz) 60.53 56.33 51.89 46.17 41.41 34.00 33.74 31.17 28.48 27.73 26.28 25.07 24.62 22.95

Balastro Electrónico minimizando el Condensador de Filtrado 200

35

Vin (V)

Po (W)

180 30 160 25

140 120

20

100

Vcc Po

15

80 60

10

40 5 20 0

0 61

56

52

46

41

34

34

31

28

28

26

25

25

23

Frecuencia de conmutación (kHz)

Figura 3-11. Voltaje de entrada y potencia de salida en función de la frecuencia.

En resumen, puede decirse que el diseño del tanque resonante es adecuado. debido a que la potencia permanece constante al alimentar una carga resistiva. Aunque esto no es posible al alimentar la lámpara cuando el voltaje de entrada disminuye, la lámpara permanece encendida. Con esto podemos evitar los reencendidos de la lámpara cuando se alimente con una tensión reducida.

3.3.3

Resultados experimentales

En esta sección primeramente se presentan los resultados experimentales del balastro electrónico propuesto, el cual se encuentra conectado a la red de alterna con rectificador y capacitor CF reducido con el control de frecuencia debidamente implementado. Posteriormente se comparan los componentes armónicos de la corriente de entrada con la norma IEC-1000-3-2. En la Figura 3-12 se muestra la corriente y tensión de entrada con un capacitor de filtrado de 10µF. Es evidente que la forma de onda de la corriente dista bastante de ser una senoide, por lo cual el factor de potencia es muy bajo (FP=0.611). En la Figura 3-13 se exhibe la envolvente de la corriente y el voltaje en la lámpara, donde el factor de cresta de la corriente es de 1.67, es decir, menor al valor recomendado (FCC=1.7). Para mejorar el factor de potencia se disminuye el capacitor de filtrado como se muestra en la Figura 3-14. La corriente se vuelve un tanto cuadrada y el factor de potencia “mejora” ligeramente (FP=0.741). El capacitor de filtrado en este caso es de 1µF valor empleado en la sec65

Capítulo 3

ción 3.1.1. El hecho de reducir el capacitor de filtrado origina un incremento del FCC, que alcanza un valor de 1.9, el cual sobrepasa el límite recomendado ( Figura 3-15).

Figura 3-13. Voltaje y corriente en la lámpara para CF=10µF (100V/div, 500mA), FCC=1.67.

Figura 3-12. Voltaje y corriente de entrada para CF=10µF (50V/div, 500mA/div), FP=0.611.

Figura 3-14. Voltaje y corriente de entrada para CF=1µF (50V/div,500mA/div,10ms/div),FP=0.741.

4

Figura 3-15. Votaje y corriente en la lámpara para CF=10µF (100V/div, 1A/div,5ms/div), FCC=1.9.

5

En la Figura 3-16 se muestra la comparación del contenido armónico de la corriente presentada en la Figura 3.14 con la norma IEC-1000-3-2. Puede notarse un incumplimiento con ésta para la mayoría de lo armónicos.

66

Balastro Electrónico minimizando el Condensador de Filtrado

50

40

30

Norma Medido

20

10

0

3

5

7

9

11

13

15

17

19

21

23

25

27

29

31

33

35

37

39

Figura 3-16. Comparación de las componentes armónicas de la corriente de entrada con la norma IEC-100-3-2 con capacitor de filtrado reducido y con control de frecuencia.

3.3 Análisis de resultados De acuerdo con los resultados obtenidos en lazo abierto, puede afirmarse que al minimizar el capacitor de filtrado se consigue un factor de potencia suficientemente elevado, ya que puede ser mayor de 0.9. Además, otra importante característica es que cumple con la norma IEC-10003-2. Sin embargo, el factor de cresta en la lámpara es mayor de 2, es decir, el hecho de minimizar el capacitor de filtrado es adecuado desde el punto de vista de la entrada, pero desfavorable para la vida útil de la lámpara. Por otra parte, para reducir el factor de cresta de la corriente en la lámpara se implementó un control proporcional para modificar la ganancia del tanque resonante a lo largo de medio ciclo de línea (modulación de frecuencia). Esto pudo lograrse al alimentar una resistencia, pero no se logró lo mismo al alimentar una lámpara fluorescente debido a su inherente característica de resistencia negativa. Sin embargo, la lámpara se mantuvo encendida hasta alimentar el inversor con un voltaje mínimo de 40V. El control de frecuencia eliminó los re-encendidos de la lámpara mejorando así el factor de cresta. En contraparte, el factor de potencia conseguido es muy bajo (0.6