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Revisión técnica, modelación y simulación de Sistemas VSC-HVDC Unidad académica: Grupo T&D Profesor: Diego Alejandro Restrepo

 Dispositivos semiconductores de potencia utilizados en Sistemas VSC HVDC

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Introducción

A partir de la década de 1950, las aplicaciones de transmisión y distribución (Transmission and Distribution – T&D) comenzaron a estar relacionadas con la electrónica de potencia, a través de los conversores de arco de mercurio para los primeros sistemas HVDC construidos alrededor del mundo, y años más tarde (1970) pudieron incorporar los semiconductores de potencia propiamente dichos, también a la transmisión HVDC, con los tiristores convencionales. Los semiconductores de potencia comenzaron a utilizarse en otras aplicaciones de T&D, como los Compensadores Estáticos de Reactivos (Static Var Compensators - SVC), los cuales virtualmente reemplazaron a los condensadores sincrónicos, y posteriormente los sistemas controladores flexibles de transmisión de corriente alterna (Flexible Alternating Current Transmission Systems – FACTS). Poco después de la introducción de estas aplicaciones en sistemas de potencia eléctrica (Electric Power Systems – EPS), los semiconductores de potencia se han ganado el reconocimiento de los ingenieros relacionados con este campo ya que trae beneficios especialmente en el control eficiente de la potencia activa y reactiva. La incursión de la electrónica de potencia en las aplicaciones de T&D no fue un evento accidental; los EPS basados completamente en sistemas electromecánicos mostraron rápidamente tener ciertas limitaciones inherentes, y con el impulso que recibió la demanda de potencia eléctrica después de la Segunda Guerra Mundial, había que pensar en solucionar esas limitaciones para primordialmente, transmitir mayores volúmenes de potencia a mayores distancias, pero también con el propósito de estabilizar, proteger, filtrar y controlar el flujo de potencia, para garantizar

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confiabilidad en la distribución de potencia. La respuesta vino con el apoyo de los sistemas electrónicos de potencia (Power Electronic Systems – PES) a los sistemas electromecánicos convencionales. Esa tendencia tomaría fuerza en la última década con la aparición de fallas generalizadas en el suministro de potencia eléctrica en naciones industrializadas, como los Estados Unidos, Canadá, el Reino Unido, Dinamarca e Italia.

Los fenómenos paralelos que han reforzado la necesidad de nuevas tecnologías en las aplicaciones de T&D han sido: 1. La desregulación del mercado eléctrico, la cual ha obligado a las empresas de servicios públicos a reestructurarse, basadas en principios de costo - beneficio económico en lugar de costo - beneficio social. Un efecto colateral es la entrada de generadores, transmisores y distribuidores independientes en los mercados eléctricos, lo cual tiende a eliminar los monopolios y a invertir en mayor proporción en nuevas tecnologías eficientes técnica y económicamente. 2. Nuevas regulaciones técnicas en relación a la eficiencia de los sistemas, y en términos ambientales. 3. Creciente preocupación y resistencia social respecto a los proyectos eléctricos de gran infraestructura, tanto a nivel de generación como de transmisión, que generen impactos negativos en lo social y ambiental, como las grandes centrales hidroeléctricas o excesivas líneas de transmisión aéreas. La presión pública lleva a la necesidad de incrementar la utilización de la capacidad de generación, transmisión y distribución existente, y a recurrir a tecnologías ambientalmente aceptables de generar, transmitir y distribuir la potencia eléctrica. Uno de los principales efectos de la necesidad de introducir mayor confiabilidad, capacidad de control, volumen de potencia y ser

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coherente con los tres parámetros anteriores, son los grandes esfuerzos que se realizan en la investigación y desarrollo (Research and Development – R&D) de semiconductores para alta potencia, los cuales han estado otorgando beneficios a los sistemas de T&D desde su incursión en el año de 1970. En los últimos años ha habido un fuerte impulso hacia la utilización de dos dispositivos en particular en las aplicaciones de T&D, los cuales son los Tiristores de Corte por Compuerta (Gate Turn-Off Tiristor - GTO) y los Transistores Bipolares de Compuerta Aislada (Insulated Gate Bipolar Transistor - IGBT), los cuales, entre diferentes modificaciones y denominaciones, son conocidos como Dispositivos de Activación de Corte (Turn-Off Devices – TOD), los cuales conforman los Conversores Alimentados por Tensión (Voltage Sourced Converters – VSC), y constituyen la esencia misma de los sistemas VSC HVDC. En este capítulo pretende tratarse estos dispositivos, además de los diodos de alta potencia, ya que aunque su principio operativo es relativamente común, también hace parte de los sistemas VSC.

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Generalidades de los dispositivos semiconductores de alta potencia

Los dispositivos semiconductores de alta potencia, al igual que los del mundo de la baja potencia, están basados en materiales o elementos semiconductores como el silicio (Si) o el carburo de silicio (SiC), los cuales se disponen en forma de obleas para configurar los dispositivos según se requiera. Los materiales puros o en bruto se tratan con tecnología avanzada para que adquieran las características deseadas por el fabricante, para que modifiquen sus propiedades de conducción de corriente, rigidez dieléctrica, eficiencia térmica, robustez mecánica, etc.; los dispositivos como unidades individuales tienen varias capas semiconductoras, con diferente tamaño y características conductivas y dieléctricas según

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su dopaje, configuradas para que el dispositivo funcione de una forma predeterminada. Hablando en particular, los dispositivos semiconductores de alta potencia son esencialmente interruptores de alta velocidad basados en silicio monocristalino de alta pureza, algunos de los cuales tienen la capacidad de activar la conducción de corriente y de activar el corte de corriente cuando reciben señales de mando externo por su terminal de compuerta. En algunos casos los dispositivos se diseñan para que tengan capacidad de bloqueo de voltaje inverso, para lo cual se disponen de dispositivos con esta capacidad (diodos) en serie o en derivación (bypass). En la actualidad, los valores nominales de los dispositivos semiconductores orientados a aplicaciones de T&D alcanzan niveles muy altos, los cuales van desde 1 hasta 5 kA en estado de conducción y de 5 a 10 kV en estado de corte, pero no alcanzando los máximos niveles de manera simultánea, es decir, debe existir compensación entre la capacidad de transporte de corriente y la capacidad de tensión no disruptiva del dispositivo según la voluntad del fabricante, como por ejemplo la de producir un dispositivo de 2 kA y 8kV o uno de 4 kA y 5 kV; esta compensación se relaciona directamente con el dopaje al que se someta el material semiconductor. Además de la compensación, en la práctica sólo existe un margen de utilización de estas capacidades que oscila entre el 25 y el 50% por razones de seguridad y disminución de pérdidas. Dado que un solo dispositivo no tiene la capacidad de voltaje no disruptivo nominal (y quizá de corriente) de este tipo de sistemas, los cuales alcanzan algunos cientos de kilovoltios, es necesario conectar decenas o cientos de dispositivos en serie (configuración back-to-back) y algunas veces en paralelo por capacidad de corriente, cada uno con su respectivo circuito amortiguador (circuito de seguridad o circuito snubber) con el propósito de evitar activación de conducción por altos dv/dt y también para mantener una distribución homogénea de tensión a lo largo de

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todos los dispositivos. De la misma forma, cada dispositivo debe tener asociado un circuito controlador de activación de conducción y corte, si dispone de estas funciones. Un arreglo de decenas de dispositivos semiconductores conectados de una manera específica y con sus respectivos circuitos amortiguadores y controladores se denomina válvula, y a su vez un arreglo de válvulas constituye un módulo conversor.

Figura 34. Dispositivo semiconductor general y sus circuitos complementarios. Estas características de conexión traen la posibilidad o incluso la necesidad de que haya modularidad o estandarización de módulos y submódulos en los dispositivos semiconductores, y a su vez esto permite reducir los costos y posiblemente brindar al usuario de los dispositivos mayor confiabilidad, redundancia y la oportunidad de crear su sistema por etapas.

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Figura 35. Arreglo general de una válvula conversora.

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Figura 36. Configuración de un conversor a partir de un arreglo de válvulas conversoras. Los niveles nominales y las características de los dispositivos semiconductores y su factor de utilización tienen una influencia determinante en el costo, tanto de los propios dispositivos como de todo lo que los rodea, como los circuitos amortiguadores, circuitos controladores, transformadores y demás equipos magnéticos, filtros y equipos de refrigeración, como también en el desempeño operativo, requerimientos de mantenimiento, tamaño, peso y pérdidas de las aplicaciones de T&D. Por ejemplo, una rápida capacidad de conmutación implica menores componentes amortiguadores, menores pérdidas por componentes amortiguadores y adaptación de conceptos que producen menos armónicos y una respuesta más rápida de los sistemas. Los sistemas electrónicos de potencia a nivel industrial tienen muchos conceptos que son interesantes tanto desde el punto de vista técnico como económico para los diseñadores de aplicaciones de T&D, entre los cuales se pueden contar el de conmutación suave (soft switching), conversores resonantes, troceadotes (choppers), y fundamentalmente, para sistemas VSC HVDC, el concepto de Modulación de Ancho de Pulso (Pulse Wide Modulation - PWM), pero la aplicación satisfactoria de estos conceptos al mundo de la alta potencia depende fundamentalmente de las características de los dispositivos semiconductores de alta potencia. Esto es muy importante, tanto para los diseñadores de aplicaciones de T&D como para los fabricantes de dispositivos semiconductores, ya que en ambas partes se trata de disponer de los mejores dispositivos al menor costo y con el mejor rendimiento posible. En el campo de la alta potencia es común que los diseñadores negocien directamente con los fabricantes las características de los dispositivos y no asumirlas con base en catálogos como se realiza a nivel industrial, lo cual es beneficioso en la medida que ambas partes estén al tanto del estado actual de

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la tecnología en alta potencia, de las propiedades de los proyectos de la misma clase que se diseñan e instalan en el mundo entero, de las aplicaciones industriales y a nivel de T&D y de las tendencias futuras que demuestre el campo de aplicación. Básicamente, los dispositivos semiconductores de potencia consisten de una gran variedad de diodos, transistores y tiristores. En sistemas VSC HVDC son especialmente importantes los transistores y los tiristores con capacidad corte, pero también es importante tratar los diodos ya que hacen parte de los sistemas y su principio de funcionamiento hace que sea más fácil entender el de los TOD.

2.1 Principales familias de dispositivos semiconductores 2.1.1 Diodos Los diodos son una familia de dispositivos semiconductores de dos capas, con dos terminales conectados a cada capa (ánodo y cátodo), sin capacidad de control por compuerta. Los diodos conducen corriente en sentido directo, de ánodo a cátodo, cuando el primero es positivo respecto al segundo (polarización directa); cuando el cátodo es positivo respecto al ánodo el dispositivo entra en estado de corte o de bloqueo de conducción (polarización inversa). Se dice entonces que el diodo es un dispositivo de conducción unidireccional. El diodo es un componente clave de las configuraciones VSC.

2.1.2 Transistores Los transitores constituyen una familia de dispositivos semiconductores de tres capas, cuyos terminales son nombrados dependiendo del tipo de transistor, en general base, colector y

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emisor. El transistor entra en conducción cuando un terminal (generalmente el colector) es positivo respecto a otro terminal (generalmente el emisor) y se aplica un nivel de voltaje o corriente determinado en el terminal restante (generalmente la base); cuando el dispositivo entra en conducción y la corriente o el voltaje del terminal de control disminuye por debajo del necesario, el dispositivo se mantendrá en conducción mientras entre los otros dos terminales exista suficiente voltaje. Los transistores son ampliamente utilizados en aplicaciones de baja y media potencia, y en el campo de la alta potencia, desde hace unos años se viene empleando con creciente popularidad el Transistor Bipolar de Compuerta Aislada (Insulated Gate Bipolar Transistor – IGBT), el cual ha migrado desde la baja potencia hacia mayores potencias, hasta aplicaciones de algunos o cientos de megavatios; este transistor es un componente fundamental de los sistemas VSC HVDC comerciales. Otro transistor importante por sus funciones de control es el Transistor de Efecto de Campo MOS (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor - MOSFET), ya que aunque su capacidad nominal sólo corresponde a bajas potencias, tiene alta velocidad de activación de conducción y corte y es comúnmente utilizado en circuitos controladores de compuerta de dispositivos de alta potencia.

2.1.3 Tiristores Los tiristores son una familia de dispositivos semiconductores de cuatro capas, con número variable de electrodos, tres o cuatro dependiendo del dispositivo. Los electrodos a través de los cuales se transporta la corriente nominal se denominan ánodo y cátodo, como en los diodos, y los electrodos adicionales son los de activación de conducción y corte (compuerta); el dispositivo entra en conducción en sentido directo cuando el ánodo es positivo respecto al cátodo y se aplica un pulso de corriente de compuerta. La conducción sostenida es muy importante para disminuir las

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pérdidas en estado de conducción. En algunos tiristores no se tiene capacidad de activación de corte por mando sino que se relega la función de corte a la topología misma del circuito en el que está incorporado el dispositivo (la corriente es traída a cero por el mismo circuito). Estos tiristores se denominan dispositivos conmutados por línea, mientras que los que tienen la capacidad de ser activados para corte pertenecen a la familia de los TOD, y también se denominan dispositivos auto-conmutados. Los tiristores también pueden ser dispositivos simétricos o asimétricos dependiendo de si pueden activar corte tanto en sentido directo como en sentido inverso o si sólo pueden hacer esto en sentido directo, respectivamente. Los tiristores son los principales componentes semiconductores de los sistemas HVDC convencionales y en sistemas VSC HVDC no son muy empleados debido a sus altas pérdidas y baja velocidad de conmutación, si bien una evolución del Tiristor de Apagado por Compuerta (Gate Turn-Off Thyristor – GTO), el Tiristor Integrado Conmutado por Compuerta (Integrated Gate-Commutated Tiristor), el cual es básicamente un GTO con un diodo antiparalelo integrados en un solo dispositivo, promete superar las limitaciones técnicas de los tiristores en sistemas VSC HVDC. Si se comparan directamente los tiristores y los transistores de alta potencia, se tiene que sus ventajas son complementarias, lo que insinúa cierta necesidad de integración de estos dos dispositivos en este campo. Los tiristores tienen menores pérdidas en estado de conducción que los transistores y pueden manipular mayores volúmenes de potencia, pero los transistores tienen mayor velocidad de conmutación y menores pérdidas en activación de conducción y corte. Tipos de dispositivos tiristores de alta potencia. Los inventores del primer tiristor, con capacidad de activación de conducción pero no de corte, fue denominado por los inventores como «Rectificador Controlado de Silicio» (Silicon Controlled Rectifier - SCR), pero comenzó a ser denominado por otros como

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«tiristor». Con la aparición del dispositivo de cuatro capas con la capacidad de no sólo activar conducción sino también corte, denominado Tiristor de Corte por Compuerta, el SCR pasó a ser tratado comúnmente como tiristor convencional, y a medida que aparecen nuevos dispositivos con estas características se los asocia a la familia de los tiristores. Los tiristores entran en conducción cuando se aplica un pulso de corriente con una magnitud y duración determinada entre el electrodo de compuerta y el de cátodo, y existe un voltaje positivo del ánodo respecto al cátodo; cuando sucede esto rápidamente disminuye la tensión entre ánodo y cátodo hasta entre 1.5 y 3 V (caída de voltaje del dispositivo en conducción) y la corriente aumenta. Ya sea por conmutación de línea o por autoconmutación, cuando el tiristor entra en estado de corte empieza rápidamente a bloquear voltaje en sentido directo o inverso hasta que las condiciones sean nuevamente propicias para entrar en conducción. Los tiristores convencionales son ampliamente utilizados a nivel mundial, especialmente en aplicaciones industriales y en aplicaciones de T&D, ya que son de bajo costo, rígidos mecánicamente, con altas capacidades de manipulación de voltaje y corriente y tienen alta eficiencia en aplicaciones donde no se requiere capacidad de activación de corte por mando externo. La capacidad de activación de corte en muchos casos no ofrece ventajas técnicas o económicas atractivas, y por esto el tiristor convencional ha sido y es considerado el pilar de las aplicaciones de electrónica de potencia. Hay algunas versiones del tiristor con capacidad de corte, como el Tiristor de Corte MOS (MOS Turn-Off Thyristor – MTO), el Tiristor de Corte por Emisor (Emitter Turn-Off Thyristor – ETO), el Tiristor –Integrado- de Compuerta Conmutada (-Integrated- GateCommutated Thyristor – GCT e IGCT) y el Tiristor Controlado por MOS (MOS-Controlled Thyristor – MCT), pero el más importante para aplicaciones generales y el más relevante para los sistemas

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VSC HVDC es el Tiristor Corte por Compuerta (Gate Turn-Off Thyristor - GTO), el cual se tratará posteriormente.

Figura 37. Principales dispositivos semiconductores.

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2.2 Principales características y requerimientos de los dispositivos de alta potencia 2.2.1 Niveles nominales de voltaje y corriente El diámetro de las obleas semiconductoras de las que están hechas los dispositivos de potencia está entre 75 y 125 mm, con la tendencia hacia incrementarse, aunque existe también la tendencia de fabricar los dispositivos con encapsulados modulares basados en secciones de chips con geometría rectangular, de los cuales se tratará posteriormente. Para un dispositivo que tenga un diámetro determinado, hasta cierto punto se puede aumentar la capacidad de corriente disminuyendo la de soporte de voltaje y viceversa. El silicio monocristalino en su estado puro tiene una capacidad de voltaje no disruptivo muy alta, la cual alcanza los 200 kV/cm, y su resistividad es la propia de un semiconductor, la cual está entre la de los conductores y los aisladores. La característica de conducción de un semiconductor se puede modificar por medio del proceso de dopaje, en el cual se configura el material para tener mayor capacidad de flujo de corriente pero con menor capacidad de bloqueo de tensión, o con mayor capacidad de bloqueo de tensión pero mayores caídas de tensión en estado de conducción y menor capacidad de corriente. Entre más altos sean los niveles nominales de corriente y voltaje de los dispositivos semiconductores, el número que se requiere para las aplicaciones disminuye y a su vez los costos tienden a bajar por los circuitos auxiliares que no se requieren. Los niveles nominales de tensión «ideales» en los dispositivos semiconductores de sistemas VSC HVDC están en el rango de 3 a 5 kV para IGBT y de 5 a 8 kV para los GTO. Como se mencionó anteriormente, la capacidad utilizable de bloqueo de voltaje en estos dispositivos es inferior a la mitad de su capacidad nominal, y se requiere conectar en serie decenas o algunos cientos de dispositivos en serie para configurar las válvulas de alta tensión; de igual manera, en el proceso de diseño se tiene que garantizar que existe una distribución equitativa de tensión en estado de

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corte, conducción y cambios dinámicos para todos los dispositivos semiconductores. La mejor manera de asegurar esto es con dispositivos de idénticas características operativas. No es poco común encontrar configuraciones en las cuales se dispone de varios dispositivos semiconductores en paralelo con el propósito de manipular grandes volúmenes de corriente; sin embargo la corriente para la que diseñan estas configuraciones no es la de carga, sino la de corto-circuito, en cuyo caso se debe ponderar todos los estados posibles de falla para emplear adecuadamente los dispositivos semiconductores como instrumentos de protección de alta velocidad en vista de la inconveniencia de utilizar fusibles en aplicaciones de T&D. Los tiristores tienen alta capacidad de manipulación de corriente y funcionan muy bien con altas corrientes de falla con duración de unos pocos ciclos y corrientes de falla moderadas por cortos períodos de tiempo, sin embargo tanto los tiristores como los diodos tienen cierta incapacidad de detectar estados de falla cuando existen pequeñas caídas de tensión. Por motivaciones técnico-económicas, la mayoría de los TOD se diseñan sin la capacidad de bloquear tensiones inversas, en cuyo caso se denominan dispositivos asimétricos; sin esta capacidad los dispositivos pueden ser más pequeños, y presentar menores pérdidas en estado de conducción y conmutación. En las configuraciones VSC, se requieren entonces dispositivos con esta capacidad (diodos) en paralelo inverso con una corriente de dispersión (fuga) lo más baja posible debido a que esto tiene un impacto directo en los dispositivos semiconductores principales. 2.2.2 Pérdidas y velocidad de conmutación Otras características semiconductores son:

importantes

en

los

dispositivos

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Pérdidas en estado de conducción. Estas pérdidas están asociadas con la caída de voltaje a través del dispositivo cuando circula la corriente de carga. Este voltaje es el responsable de pérdidas de potencia y calentamiento de los dispositivos, para lo cual debe disponerse de sistemas de refrigeración eficientes.

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Velocidad de conmutación. La velocidad de conmutación se relaciona con la tasa de cambio del voltaje (dv/dt) y de la corriente (di/dt) en el dispositivo en los estados de activación de conducción y corte, bien sea por mando externo o por las características del circuito. Se entiende que el dv/dt se cuantifica cuando el dispositivo pasa de estado de conducción total a no conducción total (activación de conducción), y que el di/dt se determina cuando el dispositivo pasa de estado de no conducción total a estado de conducción total; estos parámetros son muy importantes para diseñar los sistemas, ya que se relacionan directamente con los circuitos amortiguadores, su costo y pérdidas, como también con la facilidad de conexión serie de los propios dispositivos y el margen de utilización que se puede tener sobre los valores nominales de los mismos.

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Pérdidas de conmutación. Las pérdidas de conmutación se dan cuando existe activación de conducción y activación de corte, ya que mientras la corriente aumenta, el voltaje disminuye de manera no instantánea y viceversa. Esta existencia simultánea de determinado nivel de voltaje y corriente implica existencia de potencia disipada en el dispositivo o pérdidas, las cuales generalmente superan las pérdidas en conducción. Las pérdidas de conmutación y de conducción también se pueden compensar entre sí, como las

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capacidades de voltaje y corriente, y depende del fabricante y del diseñador de la aplicación encontrar la proporción óptima. En los conversores que emplean el concepto de PWM, entre los cuales están los de los sistemas VSC HVDC, la gran cantidad de maniobras de conmutación puede representar en pérdidas un volumen predominante dentro de las pérdidas totales.

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Requerimientos de potencia y energía para el controlador de compuerta. Para los sistemas VSC HVDC son determinantes los requerimientos de los controladores de los dispositivos semiconductores, ya que esto determina claramente el dispositivo elegido para esta aplicación. Ciertos dispositivos, como por ejemplo los GTO, requieren pulsos de corriente de alta magnitud y duración para activar conducción pero especialmente para activar corte, lo cual aumenta no sólo las pérdidas totales del sistema, sino los costos de los circuitos controladores. Si no se tiene esto en cuenta, las pérdidas en los controladores pueden ser incluso mayores que las de los dispositivos mismos, además a medida que se incrementa la potencia necesaria para el circuito controlador, aumenta el tamaño de estos circuitos y se refuerzan los efectos capacitivos e inductivos parásitos, que tiene repercusiones en los niveles de aislamiento, velocidad de conmutación, y pérdidas en circuitos amortiguadores. La tendencia hacia el futuro inmediato es integrar el controlador con el mismo dispositivo para minimizar las pérdidas y los efectos perjudiciales para el sistema.

Las pérdidas son muy representativas en una aplicación de T&D porque: 1. Las pérdidas totales determinan el nivel de ganancias que tiene el inversionista en el proyecto y en algunos casos se

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trasladan de manera directa a los clientes (donde la legislación lo permite), o dicho de otra forma, los vatios de pérdidas se trasladan instantáneamente a unidades monetarias. Las empresas de servicios públicos, gubernamentales o independientes, y los inversionistas industriales evalúan de manera cuidadosa las pérdidas con base en la vida útil de los proyectos y los valores presentes, los cuales varían de mercado a mercado. Para ilustrar este concepto, se supone que una aplicación T&D le cuesta al inversionista 200 USD por cada kilovatio nominal transferido, y las pérdidas totales de su proyecto equivalen al 2% de la capacidad nominal del sistema; si el inversionista o el mercado determinan que el kilovatio puede venderse a 2.000 USD, las pérdidas totales equivaldrán a 40 USD por kilovatio, que miradas desde el punto de vista de la inversión inicial, equivalen al 40% del costo del proyecto. La eficiencia mínima que debe tener una aplicación de T&D debe ser del 98%, y los PES incluidos en ellos deben tener por lo menos el 99%, con el propósito de que sea económicamente atractiva tal aplicación.

2. La potencia disipada por los dispositivos se materializa en calentamiento, y para evitar esfuerzos térmicos que afecten las estructuras mecánicas de los equipos, debe ser removida con rapidez y eficiencia. El calentamiento se genera en el interior de las obleas semiconductoras y deben fluir a través de la misma, del recipiente en el cual están contenidas, de los aislamientos y drenarse a través de los sistemas de refrigeración. El diseño de estos sistemas es altamente complejo, y tiene como principio fundamental evitar que las obleas se calienten más allá de 100ºC, para que funcionen en un nivel de operación segura, con características de conmutación adecuadas y que exista un margen térmico para operación en estados de falla y sobrecarga. Del mismo

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modo, las técnicas de refrigeración empleadas redundan en los costos totales del proyecto.

2.2.3 Parámetros de diseño en los dispositivos Para el fabricante de dispositivos semiconductores resulta necesario diseñar dispositivos con diferentes características y ejercer sobre ellos un estricto proceso de control de calidad, en el que para alta potencia generalmente se incluye la prueba individual de cada dispositivo para guardar registros de operación de cada uno de ellos. El costo del dispositivo también está asociado con la eficiencia y el rendimiento del proceso de producción y control de calidad requerido para su fabricación.

Aparte de la compensación entre capacidad de corriente y voltaje, otros parámetros de diseño incluyen:   

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Requerimientos de potencia para la compuerta. Capacidad di/dt. Capacidad dv/dt. Tiempo de activación de conducción y tiempo de activación de corte. Capacidad de activación de conducción y corte, también llamada Área de Operación Segura (Safe Operation Area – SOA). Uniformidad de características en el dispositivo. Calidad de las obleas de silicio no procesadas. Clase de ambiente aséptico para la manufactura de dispositivos, etc.

Para los fabricantes es muy importante tener muy bien identificado el mercado para sus dispositivos, ya que con base en

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las necesidades de cada aplicación se diseña cada dispositivo, haciendo la mejor combinación posible de las anteriores y otras características. Es común que para grandes clientes y proyectos individuales se diseñen y fabriquen los dispositivos sobre especificaciones técnicas precisas. Además de esto, las características mencionadas anteriormente más otras como el tamaño, costo y pérdidas de los circuitos amortiguadores y especialmente el desempeño total que están asociados a los propios dispositivos semiconductores, dependen en gran medida del grado de integración y uniformidad que se tenga entre los circuitos controladores, amortiguadores y dispositivos semiconductores, y por esta razón existe la gran tendencia de presentar al mercado estos sistemas integrados, en la que también influye el diseño de las conexiones que se realizan entre dispositivos, válvulas y conversores con el sistema completo. Además de las ventajas que presenta a nivel local este tipo de integración, tiene un impacto significativo en todo el proyecto. A nivel industrial existe la práctica de integrar diferentes dispositivos que representan un circuito completo o una parte de él en una sola caja, como los interruptores de caja moldeada, lo cual reduce los costos significativamente pero no en todos los casos satisface la necesidad de integrar los semiconductores mismos con sus controladores y circuitos auxiliares. Con este objetivo la Oficina de Investigación Naval de los Estados Unidos (U.S. Office of Naval Research – ONR) emprendió un programa de electrónica de potencia llamado Bloque de Montaje de Electrónica de Potencia (Power Electronics Building Block – PEBB), que incluye la integración del dispositivo semiconductor, su controlador, su recinto y su interfaz (terminales), para aumentar la eficiencia, modularidad y de paso reducir los costos asociados y el tamaño y peso de los equipos; este programa ha demostrado ser eficaz, ya que sus resultados se traducen en beneficios técnicos y económicos. Los equipos que se diseñan, construyen y ofrecen el

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mercado con estas características pueden no especificar que se basan en este concepto, pero todos están asociados con él. 2.3 Material de los dispositivos de potencia Tradicionalmente los dispositivos semiconductores de potencia están basados en silicio monocristalino de alta pureza. Para su fabricación debe de disponerse de silicio no procesado, denominado «Cristal germen», el cual se procesa a través de un horno de «Zona Flotante» para formar cilindros monocristalinos de varios metros de longitud, con diámetros de hasta 150 mm. Los cilindros son laminados en obleas, las cuales son procesadas para que adquieran diferentes propiedades en complejos procedimientos. La red cristalina pura contiene átomos de silicio, los cuales tienen enlaces de cuatro electrones por átomo; en estado puro, tiene alta resistividad y rigidez dieléctrica (sobre 200 kV/cm), las cuales pueden ser modificadas a través de la implantación de impurezas específicas (dopaje). Con procesos de alta tecnología como la fotolitografía, cortado por láser, grabado o ataque químico (etching), y modernas técnicas de aislamiento, y empaque o envasado, se puede cambiar los niveles, formas y tipos de impurezas implantadas en las estructuras cristalinas para la fabricación de buenos dispositivos semiconductores.

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Figura 38. Estructura de un horno de «Zona Flotante», tomado de http://www.sumcosi.com/english/laboratory/laboratory1.html.

Figura 39. Cilindros de silicio monocristalino (izquierda), tomado de http://www.sumcosi.com/english/products/products2.html, cilindro de

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silicio monocristalino cortado en obleas delgadas (derecha), tomado de http://svmi.best.vwh.net/.

Para el proceso de dopaje existen dos tipos de impurezas que se implantan en las redes cristalinas de silicio, las donantes y las receptoras; los elementos más aptos para servir en este propósito son el fósforo y el boro, respectivamente. El fósforo es un donante ya que dispone de un electrón extra respecto a los átomos de silicio, mientras que el boro es un receptor ya que tiene un electrón menos. Cuando un átomo de estos se implanta en una red cristalina, se implanta también un electrón más o un electrón faltante (hueco), que con la aplicación de un pequeño campo eléctrico externo puede generar fácilmente el movimiento del electrón extra o de un electrón de un átomo de silicio al hueco del átomo de boro, lo cual genera a su vez el movimiento de otros electrones debido al desplazamiento de electrones y de huecos, que no es otra cosa diferente al proceso mismo de conducción eléctrica. El dopaje por átomos de fósforo es conocido como «dopaje n» debido a la implantación de cargas negativas extra, mientras que el dopaje por boro es conocido como «dopaje p», por la adición de cargas positivas; el nivel de dopaje también puede ser descrito por medio de los superíndices + y -, que indican dopaje ligero (n-, p-) o dopaje fuerte (n+, p+).

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Figura 40. Gráfico conceptual de materiales semiconductores.

En el gráfico anterior se muestra que en los materiales tipo n existen electrones disponibles, y son llamados portadores mayoritarios, mientras los huecos son los minoritarios y en los tipo p existen huecos libres, llamados portadores mayoritarios, mientras los electrones son los portadores minoritarios asociados al proceso de conducción cuando se aplica un campo eléctrico externo.

Además de los portadores mayoritarios y minoritarios, existen los portadores intrínsecos, los cuales son introducidos en los materiales por efecto térmico; estos portadores generan una carga neta nula, es decir, aparecen en igual proporción huecos y electrones, y se recombinan continuamente. La densidad que alcanzan estos portadores va desde 1010 hasta 1013/cm3 para una temperatura que va desde 0ºC hasta 100ºC. En los materiales ligeramente dopados (donde existe menor proporción de portadores libres), los portadores intrínsecos son significativos en el proceso de conducción, y más aún debido al efecto de

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calentamiento generado por la transferencia de grandes volúmenes de corriente. Si, por ejemplo, se dopa un material en un reactor de neutrones con una concentración uniforme de 5x1012/cm3, es directamente comparable con la proporción de portadores intrínsecos que generan conducción. Los materiales semiconductores se tratan en procesos sumamente complejos para que tengan múltiples perfiles de dopaje en capas, canales entre capas y diversas configuraciones dependiendo de la clase de dispositivo que pretenda construir el fabricante. Carburo de silicio. Aunque los semiconductores de potencia basados en silicio continuarán mejorando en su comportamiento, se vislumbran ciertas limitaciones fundamentales inherentes a estos materiales. La máxima densidad de potencia manipulada (robustez) y estabilidad térmica (pérdidas, refrigeración) son importantes parámetros de comportamiento en los dispositivos, que serán limitados por tales parámetros básicos del material. Los diodos de silicio de alta potencia de la actualidad están muy cerca de estos límites y los interruptores basados en semiconductores están siguiendo esta tendencia. Muchos diseños de conversores requieren algunos circuitos adicionales o son limitados en su velocidad durante la conmutación para la protección de los dispositivos. Esto incrementa los costos y las pérdidas de potencia. Por otra parte, los conversores con mayores frecuencias de conmutación son atractivos para niveles de potencia altos (mayores de 10 MW) en aplicaciones típicas de T&D. La posibilidad de operar el conversor a altas frecuencias con bajas pérdidas de potencia haría posible minimizar el tamaño y el costo de los filtros y el equipo de refrigeración.

Para satisfacer estas futuras aplicaciones, se deben idear soluciones más allá de rediseñar las estructuras de los dispositivos o crear nuevos controladores de compuerta. Una alternativa muy

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promisoria es construir dispositivos basados en carburo de silicio (SiC). Este material semiconductor tiene un potencial inherente de nivel de desempeño decenas de veces más alto que el silicio, debido a la gran energía de enlace atómica (banda vacía o bandgap) y la gran fuerza específica del campo eléctrico. Adicionalmente, el carburo de silicio puede ser operado a temperaturas considerablemente mayores que las del silicio, ofreciendo el potencial de integrar semiconductores de potencia directamente en otro equipo eléctrico como generadores y motores. Dispositivos optimizados para este nuevo material ofrecerían un gran paso adelante en mejoramiento de comportamiento cuando se compara con dispositivos basados en silicio.

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Figura 41. Comparación de las características más importantes del silicio y del carburo de silicio para dispositivos semiconductores.

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Figura 42. Cristal SiC en bruto y oblea SiC procesada de 2 pulgadas de diámetro (izquierda), instrumentos de alta precisión para controlar los procesos de fabricación de las obleas SiC (centro), y diodo pn SiC de 3 kV con una corriente de 5 A en conducción (derecha), tomado de http://w4.siemens.de/FuI/en/archiv/zeitschrift/heft2_98/artikel06/.

2.4 Diodo (Juntura pn) Los diodos son importantes para los sistemas VSC HVDC ya que: 1. Un diodo se conecta en paralelo a cada dispositivo GTO e IGBT para constituir la configuración de conversor alimentado por tensión (VSC) propia de sistemas VSC HVDC.

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2. Los diodos se usan en circuitos controladores y amortiguadores. Un diodo, convencional o de alta potencia, es un dispositivo semiconductor compuesto por dos capas, una tipo p y otra tipo n, una sobre la otra (por tal razón se denomina también juntura pn), y en el cual un electrodo llamado ánodo se conecta al material tipo p y otro llamado cátodo al material tipo n; su símbolo y estructura transversal esquemática se muestra en la figura. El material tipo p tiene exceso de cargas positivas mientras el tipo n tiene exceso de cargas negativas, y cuando se aplica un campo eléctrico entre los electrodos, las cargas se comportarán de acuerdo al potencial que adquiera una capa respecto a otra. Si el voltaje que se aplica en el ánodo es positivo respecto al cátodo, los huecos libres de la capa p se sentirán atraídos hacia la capa n y los electrones libres de la capa n se verán atraídos hacia la capa p, y eventualmente el diodo entrará en conducción si el voltaje sobrepasa un voltaje determinado, siendo proporcional la corriente al voltaje aplicado más no en una relación lineal. Pero si el voltaje es negativo en el ánodo respecto al cátodo, entonces los huecos y los electrones libres permanecerán en sus capas con tendencia a alejarse de la juntura, sin embargo no existe conducción debido a que no fluyen cargas a través de la juntura. El principio de funcionamiento de este dispositivo es fundamental para comprender el de otros dispositivos de varias capas.

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Figura 43. Características del diodo.

Figura 44. Gráfico conceptual del diodo (juntura pn).

Estos electrones y huecos se pueden mover bajo dos mecanismos físicos:

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1. Por difusión, causada por diferencias en la densidad de portadores. 2. Por desplazamiento, en una dirección establecida por un voltaje externo aplicado. Debido a la diferencia en la densidad de portadores de una capa a otra existe una diferencia de potencial, generalmente menor de 1 V, que se concentra principalmente en el área de la juntura, que origina el movimiento de algunos huecos y electrones a través de la propia juntura; este campo es positivo en el lado del cátodo y negativo en el lado del ánodo debido a la recombinación de cargas en esta zona, y cuando se aplica un campo eléctrico externo, este debe superar el campo interno para establecer conducción por desplazamiento en el dispositivo. Cuando fluye la corriente existe una pequeña resistencia del silicio, la cual hace que a plena corriente haya una caída de voltaje de 1.5 a 3 V.

Figura 45. Movimiento de electrones y huecos por difusión.

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Con un voltaje externo negativo entre ánodo y cátodo, los electrones y los huecos se alejan de la zona de la juntura, creando un campo eléctrico positivo en la capa n y negativo en la capa p alrededor de la juntura, y por esta razón se bloquea el flujo de corriente (estado de no conducción). La región de campo eléctrico que se forma en la juntura se conoce como región de agotamiento, y su grosor (e intensidad por unidad de volumen) están en función del dopaje del material, a mayor dopaje menor grosor y mayor intensidad de campo en esa zona. A medida que el voltaje negativo del ánodo respecto al cátodo aumenta, el grosor de la región de agotamiento se ensancha, y si el voltaje es tal que la región llega hasta los límites de los electrodos, el diodo se destruirá.

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Figura 46. Gráfico conceptual de la región de agotamiento en los diodos.

Durante la conducción, tanto electrones como huecos cruzan la región de agotamiento y al cruzar la juntura se convierten en portadores minoritarios. En este estado el dispositivo pasa a ser de portadores minoritarios siempre y cuando los portadores mayoritarios dominen la conducción. En los diodos de potencia tipo n, existen dos capas tipo n con diferente nivel de dopaje. La capa p+ junto con la capa n+, tienen en su intermedio la capa n-, la cual se dispone de esta forma para que contenga la mayor parte de la región de agotamiento, es decir, para que soporte la mayor parte del voltaje externo; esta capa también se denomina capa de desplazamiento, y en ella la conducción se debe casi en su totalidad a portadores intrínsecos, dado su nivel de dopaje. Estos diodos se diseñan para que la capa n sea la más gruesa pero al ser más gruesa con menor dopaje, la resistencia se incrementa y por consiguiente las pérdidas. La

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función de las capas n+ y p+ es evitar que la región de agotamiento alcance los electrodos, aumentando la capacidad de voltaje inverso en estos dispositivos y aumentando la conductividad en estas regiones para compensar la alta resistividad de la capa n-.

En todos los dispositivos semiconductores de alta tensión se contornean los bordes (físicamente y con el nivel de dopaje) para evitar flameos en las fronteras del mismo. Este procedimiento es indispensable ya que el voltaje de ruptura de la atmósfera es cerca de una décima parte del dispositivo a través de su grosor. La transición entre el dispositivo y la atmósfera, directamente sobre la frontera del dispositivo es un fenómeno muy complejo y se conoce como neutralización o pasivación. El diseño del dispositivo incluye un empaque o envase que garantice sellado total y robusto con suficiente nivel de aislamiento entre ánodo y cátodo y al mismo tiempo un sistema eficiente de disipación térmica, es decir, un reto técnico impresionante con severas demandas eléctricas, mecánicas y térmicas. En los diodos para alta potencia se le presta mucha atención a la corriente inversa que fluye a través del dispositivo en la transición entre conducción y corte, o activación de corte. Esta corriente tiene magnitudes considerables durante los pocos microsegundos que el diodo tarda en reponerse del voltaje inverso, recombinando el exceso de cargas internas y restaurando la capa de agotamiento, y su influencia es significativa en las pérdidas ya que los dispositivos de corte (GTO – IGBT) deben conducir esta corriente. Por este motivo, los diodos deben de tener una alta velocidad de corte y reposición interna, con baja carga almacenada; a medida que esto se perfecciona, existe un efecto significativo en el costo de los conversores VSC.

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En la siguiente gráfica se muestra la curva característica de un diodo, la cual describe su comportamiento en función de la corriente y el voltaje; cuando se aplica un voltaje mayor que VT, en el diodo comienza a fluir una corriente mucho mayor a medida que se incrementa el voltaje. Cuando se aplica un voltaje negativo entre ánodo y cátodo, el diodo permite el flujo de una corriente muy pequeña denominada corriente de dispersión (la cual, como se mencionó, debe ser reducida al máximo para conversores VSC), y si ese voltaje sobrepasa el voltaje de ruptura el diodo comenzará a conducir grandes volúmenes de corriente, y si no está diseñado para operar en esa zona, se destruirá.

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Gráfica 19. Curva característica de un diodo típico.

2.5 Tiristor de Corte por Compuerta (GTO) Los GTO tienen un comportamiento muy similar a los tiristores convencionales en casi todos sus aspectos; tanto los GTO como los tiristores convencionales son dispositivos que pueden activar y

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mantener conducción (latch-on), pero a diferencia de ellos pueden también activar y mantener corte (latch-off). En este tratado se analizará el comportamiento del GTO en los sistemas VSC HVDC, aunque no sea muy empleado en estos proyectos por motivos de eficiencia; la razón para esto es que hacia el futuro es posible que incursionen los IGCT en el mundo de la transmisión HVDC, y el comportamiento de esos dispositivos es análogo a un GTO con un diodo antiparalelo.

Figura 47. Características del GTO.

El circuito equivalente del GTO es igual al del tiristor convencional, al igual que la estructura transversal, con la única diferencia de que la capa n interior tiene diferentes perfiles de dopaje. En el circuito equivalente se tienen dos transistores, uno pnp en la parte inferior y un npn en la parte superior, conectados por medio de sus bases y colectores, con el ánodo correspondiente al emisor del transistor pnp y con el cátodo en el emisor del transistor npn; el

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terminal de compuerta corresponde a la conexión base (npn) – colector (pnp), y entre ese terminal y el cátodo se aplican pulsos de corriente, en un sentido u otro con el propósito de activar el dispositivo. Cuando existe una tensión positiva del ánodo respecto al cátodo y se envía un pulso de corriente a través de la compuerta hacia el cátodo, el transistor npn se polariza e inmediatamente polariza al transistor pnp, lo que hace entrar al dispositivo en conducción. Por el contrario, cuando el dispositivo está en conducción, con tensión positiva del ánodo respecto al cátodo, y se introduce un pulso de corriente suficientemente grande como para retirar un número elevado de portadores de carga del cátodo, el transistor npn se quedará sin acción regenerativa y corta la conducción del dispositivo, retornándolo a estado de no conducción.

Sin embargo, la demanda de corriente, potencia y energía de activación tanto de conducción como de corte en los GTO es una limitación determinante. Los GTO demandan mucha mayor corriente que un tiristor convencional para activar conducción (de 10 a 20 veces más), y para activar corte se requieren corrientes también 10 ó 20 mayores que las de activación de conducción del mismo GTO, con períodos de tiempo de 2 a 5 veces mayores, lo que se relaciona directamente con la energía consumida. Para poner un ejemplo numérico, se supone que existe un tiristor de 1 kA comparado con un GTO de 1 kA; el tiristor necesitaría de 3 a 5 A para activar conducción, y el GTO de 30 a 50 A, los dos con duraciones de 10 Φs, mientras para activar corte en el GTO se requerirían pulsos de 300 a 500 A de cátodo a compuerta con duración de 20 a 50 Φs. En ambos casos, el voltaje de control de los pulsos de corriente no es elevado (de 10 a 20 V), lo que implicaría una energía necesaria para activación de 0.0167Η10-3 a 0.1388Η10-3 Wh por pulso, lo que aparentemente no es una energía elevada. No obstante, si se consideran cientos de pulsos por segundo en un solo dispositivo, la magnitud de la energía

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necesaria se eleva dramáticamente. Si se presentan cinco cortes por ciclo, con 100 dispositivos en serie por válvula, con seis válvulas, en un día se puede requerir de 260 kWh a 2,16 MWh sólo para controlar los dispositivos. El costo de la energía necesaria para controlar los dispositivos es una carga económica grande para el operador del sistema, y además de esto por la necesidad disponer de sistemas eficientes de refrigeración que drenen las pérdidas que se generan por el número elevado de pulsos por ciclo y por la magnitud de las corrientes. De esta manera, el costo de los controladores de compuerta se aumenta demasiado, al punto de ser directamente comparable con el costo de los mismos dispositivos. Otra desventaja inherente al proceso de activación de corte es que la extracción de portadores debe darse de manera uniforme sobre todo el dispositivo, para lo cual debe dividirse el cátodo en varias secciones, generalmente anillos concéntricos y secciones de esos anillos, que se conectan en un punto común, que es la compuerta. Esta distribución resta área utilizable sobre la oblea y su consecuente disminución en capacidad nominal y mayor caída de tensión, la cual es cercana a 150% la de un tiristor convencional, pero aún así, la mitad de la de un IGBT. Por la alta complejidad de la estructura del dispositivo es muy improbable que hacia el futuro pueda implementarse amplificación de compuerta integrada en el dispositivo.

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Figura 48. Estructura del cátodo para un tiristor de corte por compuerta (GTO) de potencia, el cual consiste de gran número de celdas arregladas en formación de anillos, tomado de http://www.etechnik.fh-muenchen.de/fb/lab/lle/pr+ver.html. Existen similitudes y diferencias en la fabricación de GTO respecto a la de los tiristores convencionales; ya que se basan en principios físicos similares, existen procesos de diseño y construcción similares, y también pueden compensarse parámetros como capacidad de corriente, tensión, di/dt y el dv/dt, y pérdidas, pero debido a la compleja estructura del cátodo, los procesos son más estrictos, costosos y quizá menos rentables que los de un tiristor convencional. La diferencia estructural respecto a los tiristores convencionales relacionada con la capa intermedia tipo n con diferentes perfiles de dopaje (capa reguladora o buffer) se relaciona con la necesidad de incrementar los valores nominales de corriente y voltaje con menores caídas de tensión en conducción gracias a que los dispositivos no se diseñan con capacidad para soportar voltaje inverso entre ánodo y cátodo gracias a la conexión de un diodo de

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recuperación rápida antiparalelo. El mercado para los GTO consiste básicamente en los circuitos VSC. Como en otros dispositivos semiconductores, la temperatura de operación en la oblea se procura mantener por debajo de 100ºC, con márgenes térmicos predeterminados para eventos de sobrecorriente o falla. Los GTO pueden soportar altas corrientes por reducidos períodos de tiempo sin necesidad de activar corte (hasta 10 p.u.), y deben ser diseñados para soportar severos esfuerzos dieléctricos y tratados con métodos de pasivación para evitar flameos cerca de los bordes. En los GTO es necesario reducir la tasa de cambio de la tensión (dv/dt) en bornes debido a que el dispositivo puede activar corte cuando el voltaje sea positivo entre ánodo y cátodo, además de la activación de conducción, y para esto se emplean circuitos amortiguadores. Los GTO están diseñados para bloquear el voltaje inverso a través de la juntura pn- del lado del ánodo, mientras que la juntura pn del lado del cátodo puede tener un voltaje de ruptura de unos pocos voltios.

2.5.1 Proceso de activación de conducción y corte Además de sus elevados requerimientos de compuerta, los GTO presentan pérdidas considerables de conmutación, además de que los procesos de activación de corte y conducción demandan esfuerzos sobre el dispositivo mismo. Los procesos de activación y corte necesitan de pulsos de corriente de cierta magnitud y duración, los cuales generan cambios en la corriente y el voltaje, como se muestra en la figura.

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Gráfica 20. Proceso de activación de conducción y corte en GTO. La activación de conducción requiere de un pulso de corriente inyectado desde la compuerta hacia el cátodo, con una magnitud mayor del 3% de la corriente nominal del dispositivo y con una duración aproximada de 10 Φs, el cual es limitado en su tasa de crecimiento (di/dt) por la inductancia del circuito controlador. Después de aplicado el pulso, puede tardar unos pocos microsegundos el cambio en la magnitud de la corriente y el voltaje entre ánodo y cátodo, limitado por la reactancia serie del circuito (diseñada para que exista una distribución homogénea en las celdas de los cátodos) y la capacitancia del circuito amortiguador, respectivamente. En las configuraciones VSC, los GTO deben además transportar por unos instantes una gran corriente de dispersión de un diodo equivalente de otra válvula de la misma fase. El tiempo de disminución del voltaje depende además del tiempo de recombinación de portadores en los dispositivos. Después de que se envía el pulso de activación es necesario mantener un nivel de corriente cercano al 0.5% de la corriente nominal para asegurar que la conducción no se desenclave, y esta corriente se conoce como corriente de «umbral posterior» (back-porch). Las pérdidas en estado de activación de conducción se refuerzan por la existencia de las corrientes de dispersión en los diodos del conversor.

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La activación de corte requiere un pulso de corriente, aplicado desde el cátodo hacia la compuerta, de magnitudes superiores al 30% de la corriente nominal del dispositivo, la cual ayuda a remover parte de los portadores de carga en el cátodo, por períodos de tiempo que oscilan entre 20 y 50 Φs. El tiempo que tarda el dispositivo en asimilar este pulso es más largo que el de activación de conducción, el cual se conoce como tiempo de almacenamiento, antes de que la corriente y el voltaje comiencen a cambiar. La corriente disminuye entonces rápidamente hasta una pequeña magnitud, pero a partir de cierto valor comienza a disminuir con una tasa muy baja, lo que incrementa las pérdidas del dispositivo. Esto se debe a un efecto de recombinación el la región pn del lado del ánodo. De manera similar a la activación de conducción, la tasa de cambio de corriente debe ser limitada para asegurar una distribución homogénea sobre las celdas del cátodo. Las pérdidas de conmutación están asociadas directamente con la existencia simultánea de voltaje y corriente, razón por la cual se asocia la velocidad de conmutación y los parámetros di/dt y dv/dt a las pérdidas totales. Los GTO tienen ventajas y desventajas respecto a los IGBT. Las desventajas incluyen el largo tiempo de activación de corte, la menor velocidad de conmutación y por consiguiente mayor costo de circuitos amortiguadores y mayores pérdidas, pero la principal es la gran demanda de energía para la activación de corte. Aunque es más lento que los IGBT, su velocidad de conmutación es suficiente para adaptarse a los conversores basados en PWM, mientras que sus ventajas son básicamente la menor caída de tensión en estado de conducción y mayor capacidad de corriente y voltaje.

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Gráfica 21. Curva característica de un GTO. Los GTO clásicos no son tan aptos como los IGBT clásicos para el mundo de los sistemas VSC HVDC ya que tienen limitaciones inherentes a su estructura, como la inductancia de dispersión del lazo compuerta – cátodo o el diseño del controlador de compuerta, pero están siendo desarrollados diversos semiconductores basados en el GTO que prometen combinar las ventajas de los tiristores y de los transistores, siendo el ejemplo más evidente el del IGCT. La clave del éxito de estos dispositivos hacia el futuro es presentar bajos requerimientos de compuerta, activación de corte rápida, baja caída de tensión en estado de conducción y bajas pérdidas en conmutación. Hacia el futuro se vislumbran este tipo de avances en los semiconductores empleados en sistemas VSC HVDC.

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En la Gráfica 21 se muestra la característica VI de un GTO. Se observa que si se aplica una corriente de compuerta de la magnitud y la duración suficiente, el dispositivo entra en estado de conducción, tanto desde la zona de voltaje cero como desde la zona de corte, y si el dispositivo está en conducción, se puede aplicar un pulso de corte, desde el cátodo hasta la compuerta (IGAC) de una magnitud y duración elevadas, para poner al dispositivo en la zona de corte. 2.6 Transistor Bipolar de Compuerta Aislada (IGBT) El IGBT es un dispositivo semiconductor que encontró un campo de aplicación en alta potencia, y perteneciendo a la familia de los transistores se comporta como un tiristor en algunos sentidos, como por tener una estructura análoga a dos transistores, pero la activación de conducción y corte se realiza por medio de una estructura MOSFET en el transistor npn, pero sin que exista conducción sostenida y presenta caídas de tensión en conducción más altas. Como se muestra en la figura, en la juntura emisor – base existe una resistencia, la cual está integrada al dispositivo y sirve para derivar parte de la corriente que fluye a través del cátodo.

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Figura 49. Características del IGBT.

La estructura transversal el IGBT cuenta con múltiples capas con diferentes perfiles de dopaje, las cuales reciben diferentes nombres; en primer lugar, la capa n+ superior es la fuente de portadores n del MOS, p es la base, la capa n- es la región de desplazamiento, la capa n+ inferior es la capa intermedia, y finalmente la p+ es el sustrato. Al igual que un MOSFET, la activación de conducción depende de que la compuerta tenga una tensión positiva respecto al emisor para que los portadores n sean atraidos al canal p cerca de la región de compuerta, para polarizar directamente la base del transistor npn. El circuito controlador de los IGBT es muy simple ya que la activación de conducción o corte depende de si se aplica o no un voltaje positivo en la base respecto al emisor. Debido a la complejidad de la tecnología MOS, la cual está integrada completamente en el dispositivo IGBT, el tamaño de estos últimos se limita seriamente, a tamaños de sólo 1 cm2., lo

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cual implica menor capacidad nominal y la necesidad de conectar muchos más dispositivos en serie y en paralelo en los conversores. Aún así, una de las principales ventajas de los IGBT es su rápida capacidad de activación de conducción y corte, por lo que es comúnmente empleado en conversores que utilizan el concepto PWM a alta frecuencia, y su desventaja principal, como se mencionó antes, es la caída de tensión en conducción. Los IGBT han evolucionado desde el mundo de la baja tensión hacia aplicaciones industriales y sistemas de gran potencia con características muy favorables, desplazando paulatinamente a los GTO. Los dispositivos que pertenecen a la familia de los transistores tienen la capacidad de controlar en mayor o menor grado la corriente que circula entre sus terminales principales mediante ligeras variaciones en el voltaje de compuerta, sin embargo, en las aplicaciones de alta potencia esta capacidad no es utilizable permanentemente debido a las grandes pérdidas que presentan los IGBT cuando regulan corriente, y sólo es viable durante unos pocos microsegundos, aunque este tiempo puede ser suficiente para llevar a cabo funciones de protección sobre el sistema. Esta capacidad es muy valiosa en sistemas VSC HVDC ya que se pueden limitar las grandes corrientes de falla en el lado de directa; esto sumado a una rápida detección, puede asegurar activación de corte en tiempos de hasta 2 ó 3 Φs, lo cual evita disipación de potencia elevada y prolongación de la vida útil de los dispositivos. Esto es impracticable con los GTO convencionales. Las limitaciones inherentes de los IGBT incluyen caídas de voltaje altas en conducción, complejidad en el diseño de disipación térmica doble, limitación en el aumento de mayor niveles de bloqueo de tensión ya que las estructuras MOS lo impiden, y mayor complejidad en la producción de los dispositivos debido a su complicada estructura.

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En la actualidad los IGBT tienen ventajas insuperables en los sistemas VSC HVDC, como son las bajas pérdidas y rapidez de conmutación y su capacidad de regulación de corriente. Sin embargo, los GTO avanzados prometen por lo menos presentar oposición a su dominio total como semiconductores de potencia en estos sistemas. De otra parte, la aparición de nuevos dispositivos depende de las fuerzas del mercado, de los volúmenes de producción, y esto está a favor de que los IGBT continúen siendo empleados en mayores niveles de potencia.

Gráfica 22. Característica VI del IGBT. En la gráfica anterior se muestra la curva característica del IGBT. Se observa que el voltaje entre la compuerta y el emisor determina la corriente que fluye entre el emisor y el colector, prefiriéndose trabajar sobre las zonas de alta pendiente las cuales son similares a las de los tiristores, ya que en las zonas donde la

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corriente se torna constante se dan caídas de voltaje elevadas y por consiguiente altas pérdidas. El dispositivo puede cambiar de estado de conducción a estado de corte o viceversa con mucha rapidez y decenas de veces durante un ciclo.

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Dispositivo semiconductor utilizado en HVDC Light™

El dispositivo semiconductor utilizado en los sistemas HVDC Light™ de ABB se denomina StakPak™, que es una posible abreviación de Stacked Pack («Paquete apilado»), es una familia de dispositivos encapsulados IGBT y diodos de alta potencia en recintos modulares avanzados que garantizan presión uniforme sobre los chips aún en pilas de múltiples dispositivos. Aunque la presentación más común para los IGBT es el módulo aislado, para aplicaciones que requieren conexiones en serie, no aisladas, los dispositivos ensamblados a presión (empaques prensados) se prefieren por la facilidad con la que pueden ser conectados eléctrica y mecánicamente en serie y por su habilidad inherente de conducir en estado de falla del dispositivo (corto) (una característica esencial donde se requiere redundancia). Ya que los IGBT se fabrican con múltiples chips en paralelo, hay una dificultad (con los empaques prensados convencionales) en asegurar presión uniforme en todos los chips; una dificultad que aumenta el número de dispositivos en una pila. La solución a estos problemas vino con la tecnología patentada de resortes por parte de la compañía ABB: Los modelos StakPak™, los cuales están optimizados para conexiones serie, presentan un concepto modular basado en submódulos ajustados en un marco de fibra de vidrio reforzado (como se muestra en la figura) que permite la materialización efectiva en función del costo de un rango de productos con diferentes niveles nominales de corriente y relaciones entre IGBT y diodos.

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Posteriormente se muestra una tabla con los parámetros que ofrecen estos dispositivos. Para incrementar la capacidad de manipulación de potencia, se conectan en paralelo seis chips IGBT y tres chips de diodos en un sub-módulo. Un bloque IGBT StakPak™ tiene dos, cuatro o seis sub-módulos, que determinan el nivel nominal de corriente del IGBT.

Figura 50. Diferentes módulos StakPak™ (izquierda), dos sub-módulos StakPak™ (con el lado del colector arriba) con un sub-módulo abierto (lado del emisor arriba) mostrando los ensambles de resortes del lado del emisor (derecha). Tomado de ABB Group. Una posición completa de IGBT consta de un IGBT, una unidad de compuerta, un divisor de tensión y un disipador de calor refrigerado por agua. Cada unidad de compuerta incluye circuitos controladores de compuerta, circuitos de vigilancia e interfaces ópticas. La electrónica de control de compuerta controla el voltaje y la corriente de compuerta en la activación de conducción y corte, para alcanzar los procesos óptimos de activación de conducción y corte en el IGBT. Se mide la tensión a través del IGBT durante la

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conmutación, y la información se envía a la unidad de control de válvula a través de fibra óptica. El divisor de voltaje conectado a través del IGBT provee a la unidad de compuerta con la corriente necesaria para controlar la compuerta y alimentar los circuitos de comunicación óptica y la electrónica de control.

3.1 Valores nominales de los dispositivos El rango de los dispositivos se divide en dos familias básicas, un rango estándar y otro diseñado con niveles nominales para «Modo de Falla en Corto Circuito» (Short Circuit Failure Mode – SCFM). Los tipo estándar se destinan a uso en inversores convencionales con o sin conexiones en serie pero sin redundancia. Como todos los empaques prensados, estos dispositivos fallan en corto y no abiertos, lo que simplifica las fallas y las protecciones pero no se diseñan para conducir corriente de carga en estado de corto indefinidamente (meses o años). El rango SCFM, por otra parte, se destina para uso en conexiones en serie con redundancia; en tales aplicaciones, se insertan dispositivos adicionales (redundantes) en la cadena serie para que la falla del dispositivo no interrumpa la operación del conversor. Se espera, en tales casos, que el dispositivo fallado conduzca corriente por un período de tiempo mayor que el intervalo planeado de servicio del equipo. Este período de tiempo, durante el cual la corriente de carga debe fluir en el dispositivo fallado sin degradación externa del recinto o degradación interna del contacto eléctrico, es una función de la dependencia del tiempo de corriente de carga. Esta compañía ofrece niveles nominales de SCFM para usuarios que requieren esta característica y que son capaces de especificar las formas de onda y perfiles de corriente de carga. Tabla 19. Valores nominales de los dispositivos StakPak™. Referencia del Corrient

Voltaj

Tipo

Disponibilidad Configuración

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dispositivo

e [A]

e [V]

5SNR 10H2500

1000

2500

5SNR 13H2500

1300

2500

5SNR 20H2500

200

2500

10H2500 13H2500 20H2500 20J4500

1000 1300 2000 2000

2500 2500 2500 4500

5SLF 20H2500

2000

2500

5SFK 20H2500 5SFK 20L4500

2000 2000

2500 4500

5SNX 5SNX 5SNX 5SNX

Alto SCFM Alto SCFM Alto SCFM Estándar Estándar Estándar Estándar Alto SCFM Estándar Estándar

Ahora Ahora Ahora 3Q04 3Q05 3Q06 TBD Ahora Ahora TBD

3.1.1 Tecnologías de empaques prensados Existen dos tecnologías de empaques prensados multi-chip de varios proveedores: chips cuyos contactos se basan en piezas polares (tecnología convencional) y chips cuyos contactos se basan en resortes individuales, que es la tecnología en la cual se basa StakPak™.

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Gráfica 23. Vista transversal de un empaque prensado multi-chip clásico con piezas polares comunes: cada chip soporta la fuerza del dispositivo dividida por el número de chips. Los contactos individuales de resortes reducen las tolerancias de planeidad (propiedad de ser plano) en los disipadores de calor y la uniformidad de presión entre la pila que pudiera ser requerida de otra forma. Esto, a su vez, reduce los costos de construcción mecánica de la pila e incrementa enormemente la confiabilidad de campo. Gracias a esta «suspensión independiente» sólo se aplica la fuerza correcta a cada chip permitiendo que se transmita el exceso de fuerza a las paredes de los recintos como se muestra en la figura. La fuerza necesaria para una pila larga puede de hecho ser mucho mayor que la tolerada por los chips de silicio siendo contactados por medio de sus micro-estructuras de superficie sensible. La rigidez y estabilidad de una pila sujeta al impacto o vibración en servicio o durante el transporte dependen de la fuerza de montaje que puede no siempre coincidir con la requerida por los chips encapsulados. Es por tanto relevante desacoplar las dos fuerzas, permitiendo que la fuerza óptima en los chips sea menor que la

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fuerza (óptima) en la pila: los resortes individuales de esta tecnología permiten esto.

Gráfica 24. Vista transversal de los empaques prensados multi-chip de ABB Group con contactos de resorte individuales: los chips soportan la fuerza determinada por los resortes; el exceso de fuerza es soportada por las paredes del recinto. El dibujo ilustra un sub-módulo multi-chip en un recinto de empaque prensado.

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Figura 51. Principio de contactos de presión individuales en el emisor. F es la fuerza, c la constante de resorte y Δx la longitud de elongación.

3.2 Especificaciones de la referencia 5SNX 20H2500 de ABB Group Las características más esenciales del dispositivo son,

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Las prestaciones cualitativas que describe el fabricante son,     

Alta SOA (Área de Operación Segura). Alta tolerancia a las presiones de montaje irregulares. Ajustables para conexiones en serie. Empaques resistentes a explosiones. Concepto de diseño modular, disponible para un amplio rango de niveles nominales de corriente.

Los máximos valores nominales son, Tabla 20. Valores nominales máximos en los dispositivos semiconductores. Parámetro

(1)

Símbolo Condiciones Mínimo Máximo Unidad

Voltaje colector-emisor

VCES

Corriente de directa en el colector

IC

Corriente pico repetitiva en el colector Voltaje compuertaemisor Disipación total de potencia Corriente de directa en sentido directo Corriente pico repetitiva en sentido directo

2500

V

2000

A

ICM

4000

A

VGES

± 20

V

Tc = 75ºC

Ptot

Tc = 25ºC

18000

W

IF

Tc = 75ºC

2000

A

4000

A

IFM

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Parámetro Sobrecorriente transitoria

(1)

Símbolo Condiciones Mínimo Máximo Unidad IFSM

23

kA

10

µs

VCC = 1500 V SOA de corto-circuito para el IGBT

tPSC

VCEM ≤ 2500 V VGE ≤ 15 V

Temperatura de juntura

Tvj

5

125

ºC

Temperatura de almacenamiento

Tstg

-40

70

ºC

Fuerza de montaje (2)

FM

65

95

kN

1) Los valores nominales máximos indican los límites más allá de los cuales pueden ocasionar daños al dispositivo por IEC 60747-9. 2) Para instrucciones de montaje detalladas referirse al documento de ABB No. 5SYA 2037-02. Los valores característicos de los IGBT son, Tabla 21. Valores característicos en los IGBT según la norma IEC 60747-9. Parámetro Voltaje de saturación colectoremisor

Símbolo Condiciones IC = 2000 A VCEsat

VGE = 15 V IC = 2000 A VGE = 15

Tvj

minimo típico máximo Unidad

25ºC

2,2

2,6

V

125ºC

2,7

3

V

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Parámetro Corriente de corte en el colector Corriente de dispersión en la compuerta Voltaje umbral compuertaemisor

Símbolo Condiciones Tvj minimo típico máximo Unidad VCE = 2500 V ICES 125ºC 35 100 mA

IGES

VGE(TO)

VGE = 0 V VCE = 0 V VGE = ±20 IC = 360 mA VCE = VGE

125ºC

25ºC

5

7

± 500

nA

8,5

V

IC = 2000 A Carga total de compuerta

Qge

VCE = 1250 V

18,6

μC

315

nF

25,5

nF

5,3

nF

VGE = -15 a 15 V Capacitancia de entrada

Cies VCE = 25 V

Capacitancia de salida

Coes

Capacitancia de transferencia inversa

Cres

VGE = 0 V f = 1 MHz

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Parámetro Tiempo de retardo de la activación de conducción

Símbolo Condiciones VCC = 1250 V td(on)

1,2

μs

125ºC

1,1

μs

25ºC

0,9

μs

125ºC

1

μs

carga inductiva VCC = 1250 V

25ºC

2

μs

VGE = 2000 A

125ºC

2,3

μs

25ºC

0,7

μs

125ºC

0,7

μs

VGE = 2000 A

Tiempo de retardo de la activación de corte

tr

VGE = ±15 V Lσ = 200 nH

td(off)

RG = 3.9 Ω Tiempo de decrecimiento

tf

minimo típico máximo Unidad

25ºC

RG = 3.9 Ω Tiempo de crecimiento

Tvj

VGE = ±15 V Lσ = 200 nH carga inductiva

Los valores característicos de los diodos son,

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Tabla 22. Valores característicos en los diodos según la norma IEC 60747-9. Parámetro Voltaje en sentido directo Corriente de recuperación en sentido inverso Carga de recuperación en sentido inverso Tiempo de recuperación en sentido inverso Energía de recuperación en sentido inverso

Símbolo Condiciones VF

Irr

Qrr

trr

Erec

Tvj

min típico máximo Unidad

25ºC

1,95

2,2

V

125ºC

1,9

2,2

V

25ºC

1100

A

VCC = 1250 V 125ºC

1600

A

VGE = 2000 A 25ºC

1000

μC

IF = 2000 A

RG = 3.9 Ω

125ºC

1900

μC

VGE = ±15 V

25ºC

1,7

μs

1,8

μs

25ºC

0,9

μs

125ºC

1,7

μs

Lσ = 200 nH 125ºC carga inductiva

Las propiedades térmicas son, Tabla 23. Propiedades térmicas de los dispositivos semiconductores. Parámetro Resistencia térmica juntura carcasa del IGBT

Símbolo

Condiciones

mínimo típico máximo Unidad

Rth(j-c) IGBT

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5,5

K/kW

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Resistencia térmica juntura carcasa del diodo Resistencia térmica carcasa disipador del IGBT Resistencia térmica carcasa disipador del diodo Temperatura de operación de la juntura

Rth(j-c) Diodo

Rth(c-s) IGBT

Rth(c-s) Diodo

Planeidad del disipador:

11

K/kW

1

K/kW

2

K/kW

Área del módulo completo < μm Área de cada submódulo < 50 μm Rugosidad < 6.3 μm

Tvjop

5

ºC

Las propiedades mecánicas son, Tabla 24. Propiedades mecánicas de los dispositivos semiconductores. Parámetro

Símbolo

Dimensiones

L*W* H

Distancia de holgura

DC

Condiciones Típico, ver el diagrama esquemático de acuerdo a IEC 60664-1 y EN50124-1

min típico máximo Unidad 236 * 150 * 26 10

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mm mm

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Distancia de termodeformación DSC plástica

de acuerdo a IEC 60664-1 y EN50124-2

23

Peso

mm 2,2

kg

Figura 52. Configuración eléctrica.

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Figura 53. Dibujo esquemático.

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Gráfica 25. Características típicas en estado de conducción para IGBT (izquierda) y diodo (derecha).

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Gráfica 26. Características típicas de salida para IGBT con Tvj = 25ºC (izquierda) y Tvj = 125ºC (derecha).

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Gráfica 27. Característica típica de transferencia de un IGBT (izquierda) y Área de Operación Segura (SOA) de activación de corte del IGBT (derecha).

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Gráfica 28. Capacitancias típicas de los IGBT contra voltaje colector emisor (izquierda) y característica típica de carga de compuerta en el IGBT (derecha).

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Gráfica 29. Energías de conmutación típicas por pulso para un IGBT contra corriente de conducción (izquierda) y resistencia de compuerta (derecha).

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Gráfica 30. Tiempos de conmutación típicas por pulso para un IGBT contra corriente de conducción (izquierda) y resistencia de compuerta (derecha).

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Gráfica 31. Características típicas de recuperación inversa en diodos contra corriente en sentido directo (izquierda) y resistencia de compuerta (derecha).

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Gráfica 32. Máxima impedancia térmica de un IGBT y un diodo contra tiempo.

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