• Author / Uploaded
• Xose Manuel Castro Comesaña

Citation preview

III INTRODUCCIÓN A LA ASIGNATURA Durante el periodo 1904 -1947, el tubo de vacío fue sin duda el dispositivo electrónico de interés y desarrollo. Sin embargo, a principios de la década de los treinta el tétrodo de cuatro elementos y el pentodo de cinco elementos se distinguieron en la industria de tubos electrónicos, y en los años siguientes, la industria se convirtió en una de primera importancia y se lograron avances rápidos en el diseño, las técnicas de manufactura, las aplicaciones de alta potencia y alta frecuencia y la miniaturización. Walter H. Brattain y John Bardeen demostraron el efecto amplificador del primer transistor en los Bell Telephone Laboratorios. Las ventajas de este dispositivo de estado sólido de tres terminales sobre el tubo electrónico fueron evidentes: era más pequeño y ligero; no tenía filamentos o pérdidas térmicas; construcción de mayor resistencia y más eficiente al absorber menos potencia; de uso rápido, sin requerir un periodo de calentamiento; además, las tensiones de operación son más bajas. El alumno descubrirá que todos los amplificadores (dispositivos que incrementan el nivel de voltaje, corriente o potencia) tendrán al menos tres terminales con una de ellas controlando el flujo entre las otras dos. Por otro lado el concepto original del AO (amplificador operacional) procede del campo de los computadores analógicos, usados en técnicas operacionales en los años 40. El nombre de amplificador operacional deriva del concepto de un amplificador dc (amplificador acoplado en continua) con una entrada diferencial y ganancia extremadamente alta. Cambiando los tipos y disposición de los elementos de retroalimentación, podían implementarse diferentes operaciones analógicas; en gran medida, las características globales del circuito estaban determinadas sólo por estos elementos de realimentación. De esta forma, el mismo amplificador era capaz de realizar diversas operaciones, y el desarrollo gradual de los amplificadores operacionales dio lugar al nacimiento de una nueva era en los conceptos de diseño de circuitos. En cuanto a la historia de la electrónica de potencia empezó en el año de 1900, con la introducción del rectificador de arco de mercurio. Luego se descubre el rectificador de tanque metálico, el rectificador de tubo al vacío de rejilla controlada, el ignitrón, el fanotrón y el tiratrón. Estos dispositivos tuvieron su aplicación en el control de la energía hasta la década de 1950. La primera revolución electrónica tiene su inicio en 1948 con la invención del transistor de silicio en los Bell Telephone Laboratories. La mayoría de las tecnologías electrónicas avanzadas actuales tienen su origen en este descubrimiento. En 1956, el mismo laboratorio, incorporo el transistor de disparo PNPN, que se definió como un tiristor o rectificador controlado de silicio (SCR). La Segunda revolución electrónica empezó en 1958 con el desarrollo del tiristor comercial por General Electric Company. Ese fue el principio de una nueva era en la electrónica de potencia. Desde entonces se han introducido muy diversos tipos de dispositivos semiconductores de potencia y técnicas de conversión. En la actualidad la revolución de la electrónica de potencia nos está dando la capacidad de formar y controlar grandes cantidades de energía con una eficiencia cada vez mayor.

Página 1 de 126

UNIDAD 1 TRANSISTORES INTRODUCCIÓN Con la presente unidad referida a uno de los dispositivos fundamentales de la electrónica como lo es el transistor, se pretende abordar los temas concernientes a los transistores bipolares (BJT) y los tipo efecto campo (FET), tanto en su conocimiento de funcionamiento electrónico básico y sus principales configuraciones de polarización, así como de sus aplicaciones más prácticas en la industria tal como un interruptor de estado sólido y como un amplificador de pequeña señal. Logrando así aportar un conocimiento que es fundamental para el T.S.U. en Electrónica y automatización. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 1.- Identificar las características y comportamiento de la unión de semiconductores NPN y PNP. 1.1 Explicar las principales características de la unión de semiconductores tipo “N” y tipo “P”.. 1.2 Describir el comportamiento de la unión NPN y PNP. RESULTADO DEL APRENDIZAJE 1.1.1. Identificar las terminales de un transistor. 1.2.1. Explicar el funcionamiento de un transistor. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 2. Aplicar las diferentes configuraciones de polarización de un transistor bipolar. 2.1 Reconocer las principales configuraciones de polarización de un transistor. 2.2 Elaborar circuitos de polarización de un transistor. RESULTADO DEL APRENDIZAJE 2.1.1 Utilizar las principales configuraciones de polarización de un transistor. 2.2.1 Interpretar los circuitos de polarización de un transistor.

Página 2 de 126

OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 3. Probar el transistor bipolar como interruptor y como amplificador. 3.1 Analizar las características de corte y saturación del transistor bipolar. 3.2 Obtener un amplificador con un transistor bipolar. RESULTADO DEL APRENDIZAJE 3.1.1 Examinar si un transistor trabaja en corte o saturación. 3.2.1 Analizar un circuito amplificador con transistores. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 4. Analizar las diferentes familias de transistores y sus características. 4.1 Identificar las características del FET, JFET y tiristores. RESULTADO DEL APRENDIZAJE 4.1.1 Utilizar circuitos básicos de familia de transistores.

Página 3 de 126

TEMA I TRANSISTORES BIPOLARES. Objetivo del Aprendizaje: 1. Identificar las características y comportamiento de la unión de semiconductores NPN y PNP. Criterio de Aprendizaje: 1.1 Explicar principales características de la unión de semiconductores tipo “N” y tipo “P”. POLARIZACIÓN EN DIRECTA En la electrónica, el termino polarización se refiere a un voltaje fijo de cd que establece las condiciones de operación para un dispositivo semiconductor. La polarización en directa es la condición que permite el paso de la corriente a través de una unión pn. En la figura 1.1 se observa un voltaje de cd conectado en una dirección que polariza directamente al diodo. Ánodo Cátodo

P

N

V polarización +Figura 1.1 Conexión de polarización en directa

Observe que la terminal negativa de la batería se conecta a la región n (denominada cátodo), y que la terminal positiva se conecta a la región p (denominada ánodo). A continuación se describe el funcionamiento de la polarización en directa: la terminal negativa de la batería empuja a los electrones de conducción en la región n hacia la unión, mientras que la terminal positiva empuja a los huecos en la región p también hacia la unión. (Recuerde que cargas iguales se repelen mutuamente). Cuando se supera la potencial de barrera, la fuente de voltaje de polarización externa proporciona a los electrones de la región n la energía suficiente para penetrar a la capa de empobrecimiento y cruzar la unión, donde se combinan con los huecos de la región p. Cuando los electrones dejan la región n, fluyen más electrones procedentes de la terminal negativa de la batería. De esta manera, la corriente a través de la región n es el movimiento de electrones de conducción (portadores mayoritarios) hacia la unión.

Página 4 de 126

Una vez que los electrones de conducción penetran a la región p y se combinan con huecos, se convierten en electrones de valencia. A continuación se desplazan como electrones de valencia de hueco a hueco hacia la conexión positiva de la batería. El movimiento de estos electrones de valencia produce esencialmente un movimiento de huecos en la dirección opuesta, como ya se estudió. Así, la corriente en la región p es el movimiento de huecos (portadores mayoritarios) hacia la unión ( práctica 4 ). POLARIZACIÓN EN INVERSA. La polarización en inversa es la condición que evita el paso de corriente a través de la unión pn. En la figura 1.2 se observa una fuente de voltaje de cd conectada para polarizar en inversa al diodo. Observe que la terminal negativa de la batería está conectada a la región p y que la positiva está a la región n. La terminal negativa de la batería atrae huecos en la región p, alejándolos de la unión pn, mientras que la terminal positiva también atrae electrones alejándolos de la unión. A medida que los electrones y los huecos se alejan de la unión, la capa de empobrecimiento se amplía; se crean más iones positivos en la región n y más iones negativos en la p. Ánodo Cátodo

P

V polarización -

N

+

Figura 1.2 Conexión de polarización en inversa

La capa de empobrecimiento se amplía hasta que la diferencia de potencial a través de ella es igual al voltaje de polarización en inversa. En este punto, los huecos y los electrones dejan de alejarse de la unión y se interrumpe la corriente mayoritaria. El movimiento inicial de portadores mayoritarios alejándose de la unión se denomina corriente transitoria y dura muy poco una vez que se ha aplicado la polarización en inversa. Cuando el diodo se encuentra polarizado en inversa, la capa de empobrecimiento actúa efectivamente como un aislador entre las capas de iones cargados opuestamente. Esto constituye efectivamente un capacitor. Dado que la capa de empobrecimiento se amplía con voltaje de polarización en inversa incrementado, la capacitancia decrece y viceversa. Esta capacitancia interna se denomina capacitancia de capa de empobrecimiento y tiene aplicaciones bastante prácticas que aprenderá posteriormente. RUPTURA INVERSA. Si el voltaje de polarización en inversa externo se incrementa hasta un valor suficientemente grande, ocurre una ruptura de avalancha. Sucede lo siguiente: suponga que un electrón de banda de conducción minoritaria adquiere suficiente energía de la fuente externa para acelerarse hacia el extremo positivo del diodo. Durante su recorrido, choca con un átomo y le imparte la suficiente energía para proyectar a un electrón de valencia hacia la banda de conducción. Ahora hay dos electrones de banda de Página 5 de 126

conducción. Cada uno choca con un átomo, proyectando dos electrones de valencia más hacia la banda de conducción. Ahora hay cuatro electrones de banda de conducción que, a su vez, envían cuatro más hacia la banda de conducción. Esta multiplicación rápida de electrones de banda de conducción, conocida como efecto de avalancha, origina el rápido establecimiento de una corriente en inversa. Normalmente, casi ningún diodo opera en ruptura inversa, ya que pueden dañarse por la potencia excesiva resultante si lo hicieran. Sin embargo, un tipo particular de diodo (que se estudiará más tarde), denominado diodo Zener, se optimiza para operación en ruptura inversa. 1.2 Describir el comportamiento de la unión NPN y PNP. El transistor unipolar es un elemento cuya resistencia interna puede variar en función de la señal de entrada aplicada; esta variación provocada hace que sea capaz de regular la corriente que circula por el circuito en el que se encuentra conectado. El transistor es aquel dispositivo electrónico que está constituido por tres materiales semiconductores extrínseco, de forma PNP o NPN, es decir, porción de material N, seguido de material P, luego otra porción de material N, en el tipo NPN, y de forma análoga en el PNP, pero con los materiales semiconductores inversos. El transistor BJT se conoce también como transistor bipolar, porque la conducción es a través de huecos y electrones. La zona central se denomina base, las otras dos se denominan colector y emisor. El emisor se construye estrecho y muy dopado, la base es estrecha y menos dopada y el colector es la zona más ancha. Para proteger el material semiconductor, se emplean el encapsulado, que puede ser plástico, de baquelita o metálico. A pesar de la poca disipación de energía que tienen los transistores en determinadas ocasiones es necesario el empleo de disipadores de calor para favorecer la ventilación del transistor. El emisor está fuertemente dopado de portadores, y su misión es inyectarlos en la base. La base está ligeramente impurificada (menos dopada), y es por aquí por donde pasan los portadores que proceden del emisor camino del colector; de esta manera se crea una corriente. El colector está más dopado que la base, pero menos que el emisor, siendo éste quien recoge los portadores que vienen del emisor y no ha recogido la base.

Fig. 1.3 Símbolo y configuración del transistor bipolar.

Página 6 de 126

En todo transistor se cumple, respecto a tensiones y corrientes, lo siguiente: Vcb + Vbe = Vce Ic + Ib = Ie Además, como un parámetro muy importante, tenemos que:

β (beta o hfe) = Ic/Ib y es la ganancia de corriente colector-base cuando la resistencia de carga es nula. Resultado de aprendizaje.1.1.1. Identificar las terminales de un transistor. Cuando seleccionamos un transistor tendremos que conocer el tipo de encapsulado, así como el esquema de identificación de los terminales. También tendremos que conocer una serie de valores máximos de tensiones, corrientes y potencias que no debemos sobrepasar para no destruir el dispositivo. El parámetro de la potencia disipada por el transistor es especialmente crítico con la temperatura, de modo que esta potencia disminuye a medida que crece el valor de la temperatura, siendo a veces necesario la instalación de un radiador o aleta refrigeradora. Todos estos valores críticos los proporcionan los fabricantes en las hojas de características de los distintos dispositivos. Una forma de identificar un transistor NPN o PNP es mediante un polímetro: Este dispone de dos orificios para insertar el transistor, uno para un NPN y otro para el PNP. Para obtener la medida de la ganancia es necesario insertarlo en su orificio apropiado, con lo que queda determinado si es un NPN o un PNP.

Fig. 1.4 Identificación de las terminales de un transistor bipolar.

El transistor PNP es complemento del NPN de forma que todos los voltajes y corrientes son opuestos a los del transistor NPN. Para encontrar el circuito PNP complementario: 1. Se sustituye el transistor NPN por un PNP. 2. Se invierten todos los voltajes y corrientes. 1.2.1. Explicar el funcionamiento del transistor.

Página 7 de 126

Zonas de funcionamiento del transistor bipolar: ACTIVA DIRECTA: El transistor sólo amplifica en esta zona, y se comporta como una fuente de corriente constante controlada por la intensidad de base (ganancia de corriente).Este parámetro lo suele proporcionar el fabricante dándonos un máximo y un mínimo para una corriente de colector dada (Ic); además de esto, suele presentar una variación acusada con la temperatura y con la corriente de colector, por lo que en principio no podemos conocer su valor. Algunos polímetros son capaces de medir este parámetro pero esta medida hay que tomarla solamente como una indicación, ya que el polímetro mide este parámetro para un valor de corriente de colector distinta a la que circulará por el BJT una vez en el circuito. SATURACIÓN: En esta zona el transistor es utilizado para aplicaciones de conmutación (potencia, circuitos digitales, etc.), y lo podemos considerar como un cortocircuito entre el colector y el emisor. CORTE: el transistor es utilizado para aplicaciones de conmutación (potencia, circuitos digitales, etc.), y podemos considerar las corrientes que lo atraviesan prácticamente nulas (y en especial Ic). ACTIVA INVERSA: Esta zona se puede considerar como carente de interés.

Fig. 1.5 Curvas características del transistor.

Polarización Consiste en conseguir las tensiones adecuadas en cada punto del circuito, las corrientes deseadas y el punto de reposo (o trabajo ) Q. Todo lo anterior implica conectar los transistores a ciertas resistencias que, por medio de las caídas de tensión producidas en ellas, lograrán establecer los valores pretendidos, así como su estabilidad. Todo esto se hará a partir de tensiones contínuas.

Página 8 de 126

Recta de carga estática Será una recta situada en el primer cuadrante que cortará a las curvas Ic = f(Vce) -corriente de colector función de la tensión colector-emisor. Para obtener los dos puntos que definen la recta, plantearemos la ecuación de la malla de colector en el circuito que estemos analizando, haremos Ic = 0 y obtendremos Vce (punto de corte con el eje horizontal y máxima tensión que se puede aplicar). A continuación hacemos Vce = 0 y obtendremos Ic (punto de corte con el eje vertical y máxima corriente que nos puede proporcionar).

Punto de trabajo Siempre está situado en la recta de carga y dentro de alguna curva, especificando una cierta corriente de colector Ic y una determinada tensión colector-emisor Vce. Para obtener el punto de trabajo Q plantearemos tres ecuaciones: La de la malla de base, la de la malla de colector y por último la ecuación del transistor Ic = B x Ib. Posteriormente veremos aplicaciones de lo anterior en diversos circuitos de aplicación. Estabilización La estabilización tiene por objeto evitar cambios bruscos debido a la temperatura y reducir el desplazamiento del punto de trabajo. Para conseguirlo se utilizan métodos por los que un incremento de la corriente de colector dé lugar, por realimentación, a una variación de otra magnitud que ocasione un decremento compensador de dicha corriente de colector, de forma que el incremento de Ic resultante sea mucho menor que el aumento de Ic sin el sistema estabilizador.

Página 9 de 126

TEMA 2 CONFIGURACIONES BÁSICAS Objetivo del aprendizaje: 2.- Aplicar las diferentes configuraciones de polarización de un transistor bipolar. Criterio de aprendizaje: 2.1.- Reconocer las principales configuraciones de polarización de un transistor. CONFIGURACIÓN BASE COMÚN (BC). La configuración BC proporciona un punto de partida simple y muy fácil en nuestras consideraciones de polarización en corriente continua. Dicha configuración se muestra en la figura 1.6. Por BC debemos entender que la base es el punto de referencia (común) para las medidas de la entrada (emisor) y salida (colector). npn

RE

VEE

RC

-

+

V BE

VCB

IE

+

IC

VCC

-

Figura 1.6: Configuración Base Común

Sección de entrada. El lazo de entrada (o malla) está formada por la batería (VEE), la resistencia (RE) y la unión base-emisor del transistor (VBE). Empleando la ley de voltajes de Kirchhoff tenemos:

− V EE + I E R E + V BE = 0 despejando IE obtenemos:

IE =

V EE − V BE RE

Cuando se polariza directamente, el valor de VBE es del orden de 0.3V para transistores de germanio y 0.7V para silicio. Por esto, para consideraciones prácticas, si VEE es de un valor mayor ó igual a 10V, se puede despreciar el efecto de la caída de tensión en VBE, teniendo así:

IE =

VEE RE

Página 10 de 126

Sección de salida. El lazo de salida contiene una batería (VCC), la resistencia de colector (RC), y el voltaje a través de la unión base-colector del transistor (VCB). Para usarse como amplificador, la unión colector-base debe polarizarse inversamente y la unión base-emisor directamente. Sumando las caídas de tensión alrededor del lazo de salida colector-base del circuito de la figura 1.6, obtenemos: + VCC − I C RC − VCB = 0 despejando la tensión colector-base se obtiene: V CB = VCC − I C RC

la corriente de colector (IC) es aproximadamente igual a la corriente de emisor (IE), es decir: IC ≅ I E En realidad, IC = αIE, donde α tiene un valor típico de 0,9 a 0,998. CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN (EC). Esta es la configuración más común para los transistores pnp y npn. La señal de entrada se aplica a la base del transistor con el emisor como terminal común. El circuito de la figura 1.7 muestra una sola fuente de suministro de tensión. Las condiciones de polarización directa e inversa se logran en la configuración EC con una sola fuente de tensión. RC

RB

Vc

Salida VCC

+ Entrada

+

VC E

VB E -

-

Figura 1.7: Configuración Emisor Común

Sección de entrada Considerando el lazo mostrado en el circuito parcial de la figura 1.8(a), la ecuación de tensiones de Kirchhoff para el lazo es: + VCC − I B R B − V BE = 0

Página 11 de 126

resolviendo para IB obtenemos:

IB =

VCC − V BE VCC ≅ RB RB

Se hace la consideración de que VCC >> VBE, por lo que la expresión se simplifica. Sección de salida Debido a que la corriente de base es muy pequeña, las corrientes en el colector y el emisor son casi las mismas. Para operación lineal del amplificador la corriente de colector está relacionada con la corriente de base por la ganancia de corriente del transistor, β ó hfe. Esto es: IC = βIB La corriente de base se calcula de acuerdo a la fórmula expresada en la sección de entrada. Calculando las caídas de tensión en el lazo de salida, nosotros obtenemos: VCC − I C RC − VCE = 0

VCC - ICRC - VCE = 0 VCE = VCC - ICRC

IC

RC

VCC

RB

Vc VCC +

IB

+ VB E

VC E -

(a)

-

(b)

Figura 1.8 Lazos de entrada y salida en emisor común.

Página 12 de 126

2.2.- Elaborar el armado de circuitos de polarización de un transistor. Polarización fija con resistencia de emisor.-

Fig. 1.9 Circuito de polarización fija

Obtención del punto Q: Ecuación de corrientes: Ie = Ic+Ib Malla de colector: Vcc-Vce = IcRc+(Ic+Ib)Re Malla de base: Vcc-Vbe = IbRb+(Ic+Ib)Re Ecuación del transistor: Ic = BIb (suponemos B = 120) De la malla de base ---> Ib = 38,87 microamperios. De la ecuación del trt ---> Ic = 4,58 miliamperios. De la malla de colector ---> Vce = 5,42 voltios.

Polarización por realimentación de colector.-

Fig. 1.10 Circuito con retroalimentación

Página 13 de 126

Obtención del punto Q: Ecuación de corrientes: Ie = Ic+Ib I = Ic+Ib Malla de colector: Vcc-Vce = IR+(Ic+Ib)Re (R = 810 ohmios) Malla de base: Vcc-Vbe = IR+IbRb+(Ic+Ib)Re Ecuación del trt: Ic = BIb (suponemos B = 110) De la malla de base ---> Ib = 42,53 microamperios. De la ecuación del trt ---> Ic = 4,58 miliamperios De la malla de colector ---> Vce = 4,95 voltios. Resultado de aprendizaje.2.1.1.- Utilizar las principales configuraciones de polarización de un transistor. Estabilización por resistencia de emisor (Re) y polarización por divisor de tensión en base (autopolarización).-

Fig. 1.11 Circuito con estabilización

El mecanismo eléctrico de este circuito es muy eficaz y se desarrolla del siguiente modo: Si suponemos un aumento de Ic, la caída de tensión en Re aumenta y contrarresta el aumento de la corriente Ic porque se produce un descenso en la tensión de polarización de base Vbe. R1 y R2 son las resistencias que hacen variar el punto de trabajo Q y consecuentemente la zona de trabajo. Obtención del punto Q: Ecuación de corrientes: Ie = Ic+Ib Malla de colector: Vcc-Vce = IcRc+(Ic+Ib)Re Ecuación de tensión en base: Vbb = Vcc R2/(R1+R2) Rb = R1R2/(R1+R2) Malla de base: Vbb-Vbe = IbRb+(Ic+Ib)Re Ecuación del transistor: Ic = BIb (suponemos B = 110) De la malla de base
Ib = 55,11 microamperios. De la ecuación del trt
Ic = 5,31 miliamperios De la malla de colector
Vce = 5 voltios. Página 14 de 126

Configuraciones básicas Son las siguientes: * Emisor común: La entrada es por la base y la salida por el colector. * Base común: Entrada por emisor y salida por colector. * Colector común: Entrada por base y salida por emisor. Cada configuración tiene sus características propias como pueden ser la amplificación de tensión y/o corriente, impedancia de entrada/salida alta, media o baja, etc. 2.2.1.- Interpretar los circuitos de polarización de un transistor. Amplificación Una vez polarizado el transistor para que trabaje en una zona determinada, introduciremos una señal alterna en su entrada para amplificarla. La amplificación consiste en aumentar la amplitud de una señal eléctrica, por tanto en la salida del amplificador tendremos una señal idéntica a la de la entrada pero de mayor amplitud. Dependiendo de donde se sitúe el punto de trabajo Q tendremos los siguientes tipos de amplificadores: * Amplificador en clase A: El punto de trabajo está situado en la zona activa. * Amplificador en clase B: El punto de trabajo se sitúa en el límite de la zona activa. Sólo amplifican el semiciclo positivo de la señal de entrada, por lo cual se necesitarán dos transistores para amplificar ambos semiciclos (positivo y negativo). * Amplificador en clase AB: El punto de trabajo está situado en la parte más baja de la zona de conducción. * Amplificador en clase C: El punto de trabajo se sitúa en la zona de corte. También aquí se necesitan dos transistores. Si atendemos a la magnitud a amplificar podemos también hacer la siguiente clasificación: - Amplificador de tensión. - Amplificador de corriente. - Amplificador de potencia. - Amplificador de corriente continua. - Amplificador de baja frecuencia. - Amplificador de alta frecuencia. - Amplificador de vídeo frecuencia. Nos centraremos exclusivamente en los amplificadores de tensión clase A.

Página 15 de 126

Amplificador en emisor común

Fig.1.12 Amplificador emisor común

Al circuito ya polarizado en zona activa se le ha conectado un condensador en la entrada y otro en la salida (condensadores de acoplo). De este modo se impide el paso de la corriente continua procedente de o hacia otra etapa anterior o posterior respectivamente; el condensador en paralelo con la resistencia de emisor (condensador de desacoplo) evita la disminución de la ganancia debida a la presencia de la resistencia de emisor, la cual es necesaria para evitar los cambios bruscos de temperatura En la base se aplica una señal de entrada senoidal de 10 mv (Ve = 10 mv), obteniéndose en el colector la señal de salida, también senoidal, de amplitud 1v (Vs = 1v); la ganancia es de 100, pues Gv = Vs/Ve = 1000 mv/10 mv = 100. Tanto la ganancia de tensión como de intensidad son de valor medio, siendo la impedancia de entrada pequeña y la impedancia de salida media. Debido a las características de sus ganancias, su aplicación más común es como amplificador de medias y bajas frecuencias, y como la diferencia entre las impedancias no es muy elevada se puede emplear como amplificador de varias etapas ya que permite un relativo buen acoplamiento entre ellas.

Página 16 de 126

Amplificador en base común

Fig. 1.13 Amplificador base común

También como en el caso del emisor común el circuito lleva los condensadores de acoplo y desacoplo. Aquí la entrada es por el emisor y la salida se obtiene en el colector. Con Ve = 10 mv se obtiene 1 voltio y la ganancia de tensión será de 100. En este tipo de disposición, la ganancia de tensión es elevada (normalmente más grande que en caso del emisor común), sin embargo la ganancia de corriente es menor (aunque próxima) o igual a la unidad. La impedancia de entrada es pequeña y la de salida grande. Su aplicación más común es como amplificador en altas frecuencias. Amplificador en colector común

Fig. 1.14 Amplificador colector común

La señal a amplificar va conectada a la base del transistor y la salida se toma en el emisor. En nuestro circuito Ve = 1v, Vs = 1v, consecuentemente la ganancia de tensión será: Gv = 1.

Página 17 de 126

La ganancia de tensión es menor o igual a uno, la ganancia de corriente es alta, la impedancia de entrada es alta y la de salida baja. Debido a las características de sus impedancias, su aplicación típica es como adaptador de impedancias. Amplificadores de salida Los amplificadores de salida, también denominados de potencia, tienen como misión entregar a la carga una señal de potencia grande con la mínima distorsión y el máximo rendimiento. La impedancia de salida ha de ser pequeña puesto que la carga suele ser un altavoz (4 u 8 ohmios); así pues, estos amplificadores suelen ser en colector común ya que su ganancia de intensidad es muy elevada y esto hace que la intensidad de salida sea grande, lo suficiente como para mover la membrana del altavoz. Existen diversos montajes tales como amplificador en emisor común con acoplo de salida mediante transformador, amplificador con salida en push-pull (complementaria) y amplificador con salida en simetría complementaria, en el que nos centraremos a continuación.

Página 18 de 126

TEMA 3 APLICACIONES DEL TRANSISTOR Objetivo del aprendizaje: 3.- Probar el transistor bipolar como interruptor y como amplificador. Criterio de aprendizaje: 3.1.- Analizar las características de corte y saturación del transistor bipolar. REGIONES DE OPERACIÓN DEL TRANSISTOR BIPOLAR (BJT). El transistor puede trabajar en 3 formas: Región de corte, región de saturación y región activa. En la figura 1.15 se ilustra las regiones de trabajo del transistor.

Figura 1.15: Regiones de operación del transistor.

Región de Corte Como ya se mencionó, un transistor se encuentra en corte cuando la unión base-emisor no está polarizada en directa. Sin tomar la corriente de fuga, todas las corrientes son cero y VCE es igual a VCC. VCE ( corte ) = VCC Región de Saturación Como ya se aprendió, cuando la unión del emisor está polarizada en directa y hay suficiente corriente en la base para producir una corriente máxima del colector, entonces el transistor está saturado. La fórmula para calcular la corriente de saturación del colector es Ic (sat) = VCC - VCE ( sat ) / RC En virtud de que en saturación VCE es muy pequeño, una aproximación para la corriente de saturación del colector es

Página 19 de 126

IC ( sat ) = VCC / RC El valor mínimo de corriente de base necesaria para producir saturación es IB ( min ) = IC ( sat ) /βcd IB debe ser significativamente mayor que IB saturado el transistor.( práctica 5 )

( min )

para poder mantener profundamente

Región Activa. La polarización de un transistor es puramente una operación en cd. Sin embargo, su propósito es establecer un punto Q alrededor del cual puedan ocurrir variaciones en e corriente y de voltaje en respuesta a la aplicación de una señal de ca. En aplicaciones en donde deban amplificarse señales de voltaje muy pequeños, como los provenientes de una antena, las variaciones alrededor del punto Q son relativamente pequeñas. A los amplificadores diseñados para manejar estas señales de ca diminutas se les denomina amplificadores en señal pequeña. EL TRANSISTOR COMO INTERRUPTOR. En la figura 1.16 se ilustra la operación básica de un transistor como dispositivo interruptor. En la parte (a) el transistor está en corte porque la unión BE no está polarizada en directa. En esta condición existe, idealmente, un circuito abierto entre el colector y el emisor, como se indica por medio del interruptor equivalente. En la parte (b), el transistor está saturado porque la unión BE se encuentra polarizada en directa y la corriente de la base es suficientemente grande para hacer que la corriente del colector alcance su valor de saturación. En esta circunstancia existe, idealmente, un corto circuito entre el colector y el emisor, como se indica por medio del interruptor equivalente. En realidad, normalmente ocurre una caída de voltaje de unas cuantas décimas de volt, que es el voltaje de saturación.

Figura 1.16: Acción de conmutación de un transistor

Página 20 de 126

3.2.- Obtener un amplificador con un transistor bipolar. EL TRANSISTOR COMO AMPLIFICADOR EN SEÑAL PEQUEÑA En la figura 1.17 se muestra un transistor polarizado, alimentado con una fuente de ca acoplada mediante un capacitor a la base y una carga acoplada mediante un capacitor al colector. Los capacitores de acoplamiento bloquean la cd, evitando así que la resistencia de la fuente y la resistencia de la carga cambien el voltaje de polarización en la base y en el colector. El voltaje de la señal hace que el voltaje de la base varíe por arriba y por debajo de su nivel de polarización de cd. La variación resultante en la corriente de la base produce una variación más grande en la corriente del colector debido a la ganancia de corriente del transistor. A medida que aumenta la corriente del colector, disminuye el voltaje de éste. La corriente del colector varía por arriba y por debajo de su valor de punto Q, en fase con la corriente de la base, y el voltaje del colector al emisor oscila por arriba y por debajo de su valor de punto Q, desfasado 180° con respecto al voltaje de la base, como se ilustra en la figura 1.17. VCC

R1

RC I CQ

VB

C2

R3

C1

V CEQ

R2

RE

RL

Figura 1.17 Amplificador con polarización mediante divisor de voltaje alimentado por una fuente de cd con una resistencia interna, Rs

Página 21 de 126

RESULTADO DE APRENDIZAJE: 3.1.1. Examinar si un transistor trabaja en corte ó en saturación. Para el circuito de la figura 1.18, considere lo siguiente: RB=4.7K, RC=270, Vb=5V, VBE=0.6V, β=50. Determine si el transistor está trabajando en corte o en saturación. Vcc

Rc RB Vb

SOLUCIÓN:

+ -

+ VBE -

+ VCE -

Fig 1.18 Polarización del transistor

En la base se obtiene la siguiente ecuación de malla IBRB + VBE = Vb Donde únicamente no se conoce el valor de la corriente de base (IB), y que se calcula de la siguiente forma: IB =

Vb − V BE 5V − 0 .6V = RB 4 .7 K

IB = 936 µA Por lo tanto, la corriente de colector es: IC = βIB = (50)(936µA) IC = 46.8 mA Ahora, analizando la malla del colector y emisor, obtenemos: ICRC + VCE = Vcc (46.8mA)(270Ω) + VCE = 12V 12.636V + VCE = 12V VCE = -0.636V En este caso, VCE resultó con un valor negativo, lo cual quiere decir, que el transistor está trabajando en saturación, pues en la práctica, esto no ocurre pues el valor de VCE es igual a 0V.

Página 22 de 126

Calcular los valores de la resistencia de base para saturar el transistor. Para el circuito de la figura 1.16, se tienen las siguientes ecuaciones de malla: IBRB + VBE = Vb ICRC + VCE = Vcc

(1) (2)

Para que un transistor se encuentre en la región de saturación, se debe cumplir que VCE = 0. Por lo tanto, aplicando esta condición en la ecuación (2): (3)

ICRC = VCC

En base a esta ecuación, y conociendo la demanda de corriente de la carga, se puede calcular el valor de la IB y la RB necesaria para llevar a saturación al transistor, usando las ecuaciones: IB =

IC

RB =

β

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . (4)

Vb − V BE IB

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . (5)

Ejemplo: determinar la resistencia de base para saturar el transistor. Se desea hacer uso de la figura anterior, para saturar a un transistor que active a un relevador de 12 Vcd, que consume 560mA. ¿Cuál debe ser el valor de la resistencia de base (RB) del transistor si se utiliza una fuente de 5V en la base del transistor (Vb). SOLUCION: IB =

IC

β

=

560 mA = 7.46 mA 75

Haciendo uso de la ecuación (4), obtenemos que RB =

Vb − V BE 5V − 0 .6V = IB 7 .46 mA

y por medio de la ecuación (5): RB = 589.81Ω Ω ≅ 560Ω Ω

Página 23 de 126

3.2.1. Analizar un circuito amplificador con transistores. Para el circuito de la figura 1.19 considere que VCC = 12V, Vb = 3V, RB = 5.6 Kohms, Rc = 100 Kohms y β= 100. Calcule el valor de VCE, que es la tensión de salida. Vcc Rc RB Vb

SOLUCIÓN:

+ -

+ VBE -

+ VCE -

Fig. 1.19 Amplificador con transistor

Resolviendo la ecuación en la malla de la base, obtenemos: IB RB + VBE = Vb IB 5.6K + 0.6 = 3 IB = 428 µA IC = βIB IC = 100 * 428 µA = 42.8 mA IC RC + VCE = 12V (42.8 Ma) (3.3K) + VCE = 12V VCE = 7.71V

Página 24 de 126

TEMA 4 FAMILIAS DE TRANSISTORES Objetivo del aprendizaje: 4.- Analizar las diferentes familias de transistores y sus características. Criterio de aprendizaje: 4.1.- Identificar las características del FET, JFET y tiristores. TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO (FETs) Un transistor de unión bipolar (BJT) construido como npn ó pnp es un dispositivo controlado por corriente, involucrando la corriente de los huecos y de los electrones. El transistor de efecto de campo es un transistor unipolar, cuyo símbolo se muestra en la figura 1.20. Las características básicas de un FET son: • • • • •

Alta impedancia de entrada (del orden de 100 MΩ). No tiene voltaje de offset cuando se usa como interruptor. Relativamente inmune a la radiación. Menos ruidoso. Proporciona gran estabilidad térmica.

JFET N

JFET P

Figura 1.20 Símbolos del transistor FET (JFET)

Zonas de operación del transistor de efecto de campo (FET): Al igual que el transistor, el JFET tiene diversas zonas de operación, las que se ilustran en la figura 1.21. 1. Zona Óhmica O Lineal: En esta zona el transistor se comporta como una resistencia variable dependiente del valor de VGS. Un parámetro que aporta el fabricante es la resistencia que presenta el dispositivo para VDS=0 (rds on), y distintos valores de VGS. 2. Zona De Saturación: En esta zona es donde el transistor amplifica y se comporta como una fuente de corriente gobernada por VGS. 3. Zona De Corte: La intensidad de drenador es nula (ID=0).

Página 25 de 126

Figura 1.21 Curva característica del J-FET

A diferencia del transistor BJT, los terminales drenaje y fuente del FET pueden intercambiar sus papeles sin que se altere apreciablemente la característica V-I (se trata de un dispositivo simétrico). Las principales aplicaciones de un transistor JFET son: APLICACIÓN PRINCIPAL VENTAJA Aislador o separador Impedancia de entrada alta y (buffer) de salida baja Amplificador de RF Mezclador Amplificador con CAG Amplificador cascodo Resistor variable por voltaje Amplificador de baja frecuencia Oscilador

Bajo ruido Baja distorsión de intermodulación Facilidad para controlar ganancia

USOS Uso general, equipo de medida, receptores Sintonizadores de FM, equipo para comunicaciones Receptores de FM y TV, equipos para comunicaciones Receptores, generadores de señales

Baja capacidad de entrada

Instrumentos de medición, equipos de prueba

Se controla por voltaje

Amplificadores operacionales, órganos electrónicos, controlas de tono

Capacidad pequeña de Audífonos para sordera, transductores inductivos acoplamiento Mínima variación de frecuencia Generadores de frecuencia patrón, receptores Integración en gran escala, computadores, Circuito MOS digital Pequeño tamaño memorias

Página 26 de 126

EL TRANSISTOR JFET COMO AMPLIFICADOR DE SEÑAL. En la figura 1.22 se muestra un amplificador en fuente común con un JFET de canal n autopolarizado. Además del capacitor de puenteo en la fuente, en la entrada y en la salida hay capacitores de acoplamiento. El circuito tiene una combinación de operación en cd y en ca.

V ent

FIGURA 1.22 Amplificador en fuente común con JFET

FIGURA 1.23 Circuito equivalente en cd para el amplificador de la figura 1.22

ANÁLISIS EN CA . Para analizar el amplificador de la figura 1.22 es necesario determinar en primer lugar los valores de polarización en cd. Para lograr lo anterior, se establece un circuito equivalente en cd sustituyendo todos los capacitores por circuitos abiertos, como se muestra en la figura 1.23. Es necesario determinar ID antes de que sea posible efectuar cualquier análisis. Si el circuito se polariza en el punto medio de la recta de carga, entonces la ID puede calcularse usando la IDSS de las hojas de datos de los FET. ID = IDSS / 2 En caso contrario, la ID debe conocerse antes de poder efectuar otros cálculos. La determinación de la ID a partir de los valores paramétricos del circuito es tediosa, pues es necesario resolver la siguiente ecuación,

 I R  I D = I DSS 1 − D S   VGS (apag ) 

2

Página 27 de 126

CIRCUITO EQUIVALENTE EN CA. Para analizar la operación con la señal del amplificador de la figura 1.22, a continuación se desarrolla un circuito equivalente en ca. Los capacitores se sustituyen por cortocircuitos efectivos, con base en la hipótesis de que XC = 0 ( aprox ) a la fecuencia de la señal. Con base en la consideración de que la fuente de voltaje tiene una resistencia interna nula, la fuente de cd se sustituye por una tierra. La terminal VDD está en un potencial de ca de 0 V y, por lo tanto, actúa como una tierra en ca. El la figura 1.22(a) se muestra el circuito equivalente en ca. Observe que el extremo + VDD de Rd y la terminal de la fuente están efectivamente en la tierra de ca. Recuerde que, el análisis en ca, la tierra en ca y la tierra real del circuito se consideran como el mismo punto.

Vds Vgs

FIGURA 1.24 Equivalente en ca para el amplificador de la figura 1.22

VOLTAJE DE SEÑAL EN LA COMPUERTA. En la figura 1.24 se muestra una fuente de voltaje de ca conectada a la entrada. Como la resistencia de entrada al FET es extremadamente alta, prácticamente todo el voltaje de entrada procede de la fuente de la señal se manifiesta en la compuerta, con una caída de voltaje muy pequeña en la resistencia interna de la fuente. EL VOLTAJE DE SALIDA.

Vgs = Vent

La expresión para la ganancia de voltaje para el amplificador en fuente común es. Av = gmRd El voltaje de la señal de salida Vds en el drenaje es Vsal = Vds = Av Vgs O bien Vsal = gmRd Vent En donde Rd = RD | | RL.

Página 28 de 126

TRANSISTORES MOSFETs Las prestaciones del transistor MOSFET son similares a las del JFET, aunque su principio de operación y su estructura interna son diferentes. Existen cuatro tipos de transistores MOS:

• • • •

Enriquecimiento de canal N Enriquecimiento de canal P Empobrecimiento de canal N Empobrecimiento de canal P

Los símbolos son:

Fig 1.25 Símbolos del transistor MOSFET

La característica constructiva común a todos los tipos de transistor MOS es que el terminal de puerta (G) está formado por una estructura de tipo Metal/Óxido/Semiconductor. El óxido es aislante, con lo que la corriente de puerta es prácticamente nula, mucho menor que en los JFET. Por ello, los MOS se emplean para tratar señales de muy baja potencia. PRINCIPIO DE OPERACION De entre todos los tipos de transistores MOS existentes se va a analizar el principio de funcionamiento de dos de ellos: los NMOS de enriquecimiento y empobrecimiento. NMOS de enriquecimiento En la Figura 1.26 se presenta el esquema de un MOS de canal N de enriquecimiento.

Figura 1.26 Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento

Página 29 de 126

Supongamos que se aplica una tensión VDS mayor que cero mientras que VGS se mantiene en cero. Al aplicar una tensión positiva a la zona N del drenaje, el diodo que forma éste con el sustrato P se polarizará en inversa, con lo que no se permitirá el paso de corriente: el MOS estará en corte. Sigamos suponiendo, y pensemos ahora que aplicamos un potencial VGS positivo, mientras mantenemos la VDS positiva también. La capa de aislante de la puerta es muy delgada, tanto que permite al potencial positivo aplicado repeler a los huecos y atraer a los electrones del material P. A mayor potencial aplicado, mayor número de electrones será atraído, y mayor número de huecos repelido. La consecuencia de este movimiento de cargas es que debajo del terminal G se crea un canal negativo, de tipo N, que pone en contacto el drenaje con la fuente. Por este canal puede circular una corriente. Recapitulando, por encima de un valor positivo VGS = VTH se posibilita la circulación de corriente ID (Figura 1.24). Nos encontramos ante una región de conducción lineal.

Figura 1.27 Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento en conducción

Si el valor de VDS aumenta, la tensión efectiva sobre el canal en las proximidades del drenaje (VGS - VDS) va disminuyendo, con lo que el canal se estrecha en dicha zona, y se pierde la linealidad en la relación ID - VDS. Finalmente se llega a una situación de saturación similar a la que se obtiene en el caso del JFET. NMOS de empobrecimiento En la Figura 1.28 se presenta el esquema de un MOS de canal N de empobrecimiento.

Figura 1.28 Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento

Página 30 de 126

En este caso el canal ya está creado. Por lo tanto, si con VGS = 0 aplicamos una tensión VDS aparecerá una corriente de drenaje ID. Para que el transistor pase al estado de corte será necesario aplicar una tensión VGS menor que cero, que expulse a los electrones del canal. TIRISTORES Un tiristor es uno de los tipos más importantes de los dispositivos semiconductores de potencia. Los tiristores se utilizan en forma extensa en los circuitos electrónicos de potencia. Se operan como conmutadores biestables, pasando de un estado no conductor a un estado conductor. Para muchas aplicaciones se puede suponer que los tiristores son interruptores o conmutadores ideales, aunque los tiristores prácticos exhiben ciertas características y limitaciones. Conmutador casi ideal, rectificador y amplificador a la vez, el tiristor es un componente idóneo en electrónica de potencia. El tiristor, comúnmente conocido como SCR, es un dispositivo unidireccional. Su variante bidireccional es el TRIAC. Los tiristores se fabrican casi exclusivamente por difusión. La corriente del ánodo requiere de un tiempo finito para propagarse por toda el área de la unión, desde el punto cercano a la compuerta cuando inicia la señal de la compuerta para activar el tiristor. Para controlar el di/dt, el tiempo de activación y el tiempo de desactivación, los fabricantes utilizan varias estructuras de compuerta. Dependiendo de la construcción física y del comportamiento de activación y desactivación, en general los tiristores pueden clasificarse en nueve categorías: 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

Tiristores de control de fase (SCR). Tiristores de conmutación rápida (SCR). Tiristores de desactivación por compuerta (GTO). Tiristores de tríodo bidireccional (TRIAC). Tiristores de conducción inversa (RTC). Tiristores de inducción estática (SITH). Rectificadores controlados por silicio activados por luz (LASCR). Tiristores controlados por FET (FET-CTH). Tiristores controlados por MOS (MCT).

Un tiristor es uno de los tipos más importantes de los dispositivos semiconductores de potencia. Los tiristores se utilizan en forma extensa en los circuitos electrónicos de potencia. Se operan como conmutadores biestables, pasando de un estado no conductor a un estado conductor. Para muchas aplicaciones se puede suponer que los tiristores son interruptores o conmutadores ideales, aunque los tiristores prácticos exhiben ciertas características y limitaciones. Conmutador casi ideal, rectificador y amplificador a la vez, el tiristor es un componente idóneo en electrónica de potencia. El tiristor, comúnmente conocido como SCR, es un dispositivo unidireccional. Su variante bidireccional es el TRIAC.

Página 31 de 126

Los tiristores se fabrican casi exclusivamente por difusión. La corriente del ánodo requiere de un tiempo finito para propagarse por toda el área de la unión, desde el punto cercano a la compuerta cuando inicia la señal de la compuerta para activar el tiristor. Para controlar el di/dt, el tiempo de activación y el tiempo de desactivación, los fabricantes utilizan varias estructuras de compuerta. Dependiendo de la construcción física y del comportamiento de activación y desactivación, en general los tiristores pueden clasificarse en nueve categorías: 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

Tiristores de control de fase (SCR). Tiristores de conmutación rápida (SCR). Tiristores de desactivación por compuerta (GTO). Tiristores de triodo bidireccional (TRIAC). Tiristores de conducción inversa (RTC). Tiristores de inducción estática (SITH). Rectificadores controlados por silicio activados por luz (LASCR). Tiristores controlados por FET (FET-CTH). Tiristores controlados por MOS (MCT).

Resultado del aprendizaje: 4.1.1.- Utilizar circuitos básicos de familias de transistores APLICACIONES DE LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO Las aplicaciones generales de todos los FET son: Electrónica Analógica Para estas aplicaciones se emplean transistores preparados para conducir grandes corrientes y soportar elevadas tensiones en estado de corte.

• • •

Resistencias variables de valor gobernable por tensión (variando la anchura del canal). Amplificadores de tensión, especialmente en la amplificación inicial de señales de muy baja potencia. Control de potencia eléctrica entregada a una carga.

En el caso de la amplificación los circuitos se diseñan para que el punto de operación DC del MOS se encuentre en la región de saturación. De este modo se logra una corriente de drenaje dependiente sólo de la tensión VGS. Electrónica Digital Los MOS se emplean a menudo en electrónica digital, debido a la capacidad de trabajar entre dos estados diferenciados (corte y conducción) y a su bajo consumo de potencia de control. Para esta aplicación se emplean dispositivos de muy baja resistencia, de modo que idealmente pueda considerarse que:

Página 32 de 126

• •

La caída de tensión en conducción es muy pequeña. La transición entre el estado de corte y el de conducción es instantánea.

Ejemplo: Considerar el circuito de la figura 1.29 Se desea saber cual debe ser el valor de Vin que se necesita para hacer conducir el SCR y la potencia que disiparía el resistor R1. El valor de R1 es 150 Ω y el SCR es el 2N3669, el cual requiere una IG = 20 mA en condiciones normales.

Figura 1.29 Circuito con SCR.

Respuesta: Vin = (20 mA)(150 Ω) + 0,7 V = 3,7 V PR1 = (20 mA)(150 Ω) = 60 mW

Página 33 de 126

UNIDAD II Paquetes para la Simulación de Circuitos Electrónicos y Diseño de Circuitos Impresos. INTRODUCCIÓN En esta unidad se darán los principios para el uso de los programas que permitan al alumno comprobar los diseños de circuitos electrónicos que haya realizado así como la elaboración de los esquemas para los circuitos impresos en los que se pueda armar un circuito electrónico determinado. TEMAS 1 y 2 OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE Identificar cada una de las áreas de trabajo del software de simulación de circuitos empleado. RESULTADO DEL APRENDIZAJE Simular con el programa circuitos electrónicos previamente diseñados mediante cálculos. TEMA 3 OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE Manejar el ambiente (menús y barras de herramientas) y área de trabajo del software para la edición de esquemáticos y circuitos impresos. RESULTADO DEL APRENDIZAJE Elaboración de placas de circuito impreso de circuitos previamente diseñados y simulados en el programa correspondiente.

Página 34 de 126

UNIDAD II Paquetes para la Simulación de Circuitos Electrónicos y Diseño de Circuitos Impresos. INTRODUCCIÓN En esta unidad se darán los principios para el uso de los programas que permitan al alumno comprobar los diseños de circuitos electrónicos que haya realizado así como la elaboración de los esquemas para los circuitos impresos en los que se pueda armar un circuito electrónico determinado. TEMAS 1 y 2 OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE Identificar cada una de las áreas de trabajo del software de simulación de circuitos empleado. RESULTADO DEL APRENDIZAJE Simular con el programa circuitos electrónicos previamente diseñados mediante cálculos. TEMA 3 OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE Manejar el ambiente (menús y barras de herramientas) y área de trabajo del software para la edición de esquemáticos y circuitos impresos. RESULTADO DEL APRENDIZAJE Elaboración de placas de circuito impreso de circuitos previamente diseñados y simulados en el programa correspondiente.

Página 35 de 126

TEMA 1 Software para Simulación de Circuitos Electrónicos. Para el desarrollo de este tema haremos uso del programa denominado Multisim7 que incorpora capacidades avanzadas de captura de diagramas electrónicos y simulación de funcionamiento, sin embargo estos principios pueden ser adaptables y aplicables a otros paquetes similares. Para ello se seguirán los pasos siguientes: 1. Introducción del diseño usando la captura esquemática. 2. Verificación del comportamiento del circuito a través de la simulación. 3. Modificación del diseño del circuito si su funcionamiento no está conforme a lo esperado y repetir el paso 2. 1. INTRODUCCIÓN A LA INTERFASE DE USUARIO La interfase consiste de los elementos básicos mostrados en la figura 2.1.

Fig. 2.1. Interfaz del programa Multisim7 Los menús son en donde se pueden encontrar comandos y funciones. Página 36 de 126

La barra de herramientas estándar contiene botones para las funciones más comúnmente utilizadas.

Fig. 2.2.- Barra de herramientas estándar A continuación damos una breve descripción de los botones excepto aquellos que son comunes en el ambiente Windows.

Simulación

Magnifica la zona en donde se encuentra el cursor Disminuye la zona en donde se encuentra el cursor Muestra el circuito a su tamaño normal Muestra en la pantalla la página completa. Muestra u oculta la ventana de proyecto Muestra u oculta la ventana de detalles Muestra el administrador de la base de datos Muestra el asistente para crear o modificar componentes. Inicia o detiene la simulación

Graficador

Muestra la gráfica de análisis.

Post procesador

Muestra el diálogo de post proceso

Reglas eléctricas

Revisa que las reglas se cumplan Muestra la lista de componentes activos del circuito

Incrementa zoom Decrementa zoom Zoom 100% Fija a la página Proyecto Ventana de detalles Base de datos Crea componente

Lista de usuario

La barra de instrumentos contiene botones para cada instrumento como Multímetro, osciloscopios, generadores de señal, etc.

Fig. 2.3.- Barra de instrumentos. La barra de componentes tiene botones que permiten seleccionarlos a partir de las bibliotecas de Multisim para colocarlos en el diagrama. Tiene también una referencia a Edaparts.com de donde se pueden bajar partes no incluidas en las bibliotecas. Página 37 de 126

Fig. 2.4.- Barra de componentes La barra de componentes virtuales permite colocar componentes virtuales, es decir, componentes con características generales y no específicas para un modelo en particular como los que se obtienen a partir de la barra de componentes.

Fig. 2.5.- Barra de componentes virtuales La ventana del circuito (o lugar de trabajo) es donde se pueden construir los diagramas. La barra de estado muestra información útil acerca de la operación que se esta ejecutando y una descripción del item sobre el que esta puesto el cursor del ratón. La barra de proyecto permite navegar a través de los diferentes tipos de archivos en un proyecto o para ver una jerarquía esquemática. La ventana de detalles de la hoja permite ver y editar parámetros que incluyen los detalles de los componentes tales como huellas, atributos y limitaciones de diseño.

Fig. 2.6.- Ventana de detalles de la hoja. 2. MENÚS 2.1. Archivo 2.1.1. Nuevo.2.1.2. Abrir.2.1.3. Cerrar.2.1.4. Guardar.2.1.5. Guarda como.2.1.6. Nuevo proyecto.2.1.7. Abre proyecto.2.1.8. Guarda proyecto.2.1.9. Cierra proyecto.-

Abre una hoja nueva Abre un circuito existente Cierra el circuito actual Guarda el circuito actual en el disco. Guarda el circuito actual en el disco con otro nombre. Abre un proyecto nuevo. Abre un proyecto existente. Guarda el proyecto actual en el disco. Cierra el proyecto actual.

Página 38 de 126

2.1.10. Configuración de impresión.- Abre el diálogo de configuración de la impresión 2.1.11. Vista previa.Vista previa de la página a imprimir. 2.2. Editar. 2.2.1. Giro horizontal.2.2.2. Giro vertical.2.2.3. Giro 90° cw.del reloj. 2.2.4. Giro 90° ccw.manecillas del reloj. 2.2.5. Propiedades.-

Mueve el elemento como espejo horizontalmente. Mueve el elemento como espejo verticalmente. Gira el elemento 90° en el sentido de las manecillas Gira el elemento 90° en el sentido contrario al de las Muestra las propiedades del elemento seleccionado.

2.3. Colocar.- Da las opciones para colocar diferentes elementos de construcción del circuito como componentes, conectores, uniones, etc. 2.4. Simulación.- Muestra las opciones para iniciar o parar la simulación así como las posibles configuraciones y tipos de simulación. 2.5. Herramientas.- Tales como el asistente de componentes, el editor de componentes, etc. 2.6. Opciones.- La configuración de las restricciones y preferencias de funcionamiento.

Página 39 de 126

TEMA 2 ELABORACIÓN DE UN CIRCUITO ELECTRÓNICO. A continuación describiremos paso a paso la elaboración de un circuito y su correspondiente simulación. El circuito a elaborar es el de la figura 2.7.

Fig. 2.7.- Circuito de ejemplo. Los pasos para la elaboración del circuito son los siguientes: 1.- En el menú Archivo seleccione “Nuevo” 2.- En el menú Archivo seleccione “Guardar como..” y asígnele un nombre. 3.- De la barra de Componentes seleccione “Transistor” y aparecerá el siguiente cuadro de diálogo mostrado en la figura 2.8. 4.- En el campo Grupo seleccione transistores. 5.- En el campo familia seleccione BJT_NPN 6.- En el cuadro componente seleccione 2N2222 y oprima OK. 7.- Abra nuevamente el cuadro de diálogo de selección de componente. 8.- En el campo Grupo seleccione Básico como se muestra en la figura 2.9. 9.- En el campo Familia seleccione Resistencia. 10.- En el cuadro componente seleccione 2.00kOhm_1% y oprima OK 11.- Repita los pasos 7 a 10 seleccionando las opciones correspondientes. 12.- Coloque los componentes adecuadamente y conéctelos.

Página 40 de 126

Fig. 2.8.- Ventana de componentes para selección de un transistor.

Página 41 de 126

Fig. 2.9.- Ventana de componentes para selección de una resistencia

13.- De la barra de instrumentos seleccione el generador de funciones y el osciloscopio, colóquelos y conéctelos. El circuito deberá verse aproximadamente como se muestra en la figura 2.10.

Fig. 2.10.- Circuito con todos los componentes e instrumentos. 14.- De doble clic sobre el generador de funciones para configurarlo como se muestra en la figura 2.11.

Página 42 de 126

Fig. 2.11.- Configuración del generador de funciones. 15.- Ciérrelo con la X y dé doble clic en el osciloscopio. 16.- Oprima el Icono

y ajuste el osciloscopio para que se vea como en la figura 2.12.

Fig. 2.12.- Vista de las formas de onda resultantes de la simulación del circuito. Como podrá observarse, el circuito es un amplificador con ganancia de 91.

Página 43 de 126

TEMA 3 SOFTWARE PARA ELABORACIÓN DE CIRCUITOS IMPRESOS Para el desarrollo de este tema se hará uso del programa denominado ORCAD, sin embargo, lo aquí explicado puede hacerse extensivo a otros paquetes cuidando solamente los requerimientos del entorno. 1.- INTRODUCCIÓN A LA INTERFASE DEL USUARIO. a. Programa CAPTURE Esta parte del software permite dibujar el diagrama eléctrico del circuito a elaborar. En primer lugar se describirá la interfaz y a continuación se dará un ejemplo de uso. La interfaz se muestra en la figura 2.13.

Fig. 2.13.- Interfaz del programa capture.

Página 44 de 126

La paleta de herramientas es la que se muestra en la figura 2.14. y contiene las herramientas necesarias para construir el circuito colocando componentes, conectores, conexiones, etc. La barra estándar tiene botones con funciones propias del ambiente Windows. En la ventana de proyecto se muestran todos los archivos que forman el proyecto. Para hacer esto más sencillo, vamos a hacer el diagrama del circuito de la figura 2.15. El procedimiento lleva los pasos siguientes: 1.- Abrir el programa Capture 2.- Abrir un proyecto nuevo. Aparecerá la ventana mostrada en la figura 2.16. y se escriben los datos que ahí se piden como el nombre del proyecto, el directorio en donde se va a guardar y el tipo de proyecto, en este caso esquemático.

Fig. 2.14.- Paleta de herramientas

Fig. 2.15 Circuito de ejemplo

Fig. 2.16.- Ventana de proyecto nuevo

3.- Oprimir el botón de selección de componentes en la paleta de herramientas y aparecerá la ventana mostrada en la figura 2.17. NOTA: Se deberá seleccionar todas las bibliotecas al oprimir el botón “Add Library”

Página 45 de 126

Fig. 2.17.- Ventana de selección de componentes. 4.- Seleccionar el componente deseado escribiendo su clave en el campo “Parte” y oprimir Ok. 5.- Repetir el paso anterior para todos los componentes y colocarlos de la manera más apropiada en la ventana de trabajo. 6.- Utilizar el botón conexión de la paleta de herramientas para conectar los componentes y así crear las mallas. El circuito queda similar al de la figura 2.18.

Fig. 2.18.- Circuito terminado 7.- Ahora resta crear la lista de mallas que servirá para fabricar el circuito impreso. Para esto seleccione la ventana de proyecto y en especial sobre el archivo con Página 46 de 126

extensión “:dsn”. Del menú Herramientas (Tools) seleccione “Crear lista de mallas” (Create netlist) y aparecerá el cuadro de diálogo mostrado en la figura 2.19.

Fig. 2.19.- Ventana “Crear lista de mallas” 8.- Seleccione la pestaña Layout y configúrela como se muestra en la figura 2.19. y oprima Aceptar. El diseño está terminado. Ahora toca el lugar al diseño de la placa de circuito impreso con el programa LAYOUT b. Programa LAYOUT Esta parte del software permite diseñar la placa de circuito impreso. Para esto seguiremos los siguientes pasos: 1.- Abrir el programa LAYOUT y seleccionar archivo nuevo, aparecerá un cuadro de diálogo solicitando la plantilla de diseño. Seleccione “jump5535.TCH”. enseguida aparece otro cuadro solicitando la lista de mallas ( .MNL) que habra que buscarla en su directorio de trabajo seleccionado en el diseño en CAPTURE. 2.- Guarde el Archivo con extensión .MAX después de lo que aparecerá el cuadro de diálogo mostrado en la figura 2.20.

Página 47 de 126

Fig. 2.20.- Cuadro de asignación de huella (footprint) al componente indicado. 3.- Seleccionar “Link existing footprint to component …” y aparecerá el cuadro de diálogo correspondiente, en el que se buscará la huella apropiada según el componente (consultar manuales de componentes para empaquetados). 4.- Una vez asignadas todas las huellas a los componentes, aparecerá el área de trabajo con los componentes en desorden como se muestra en la figura 2.21.

Fig. 2.21.- Componentes colocados en desorden por el programa.

Página 48 de 126

5.- Colocar los componentes de acuerdo a la mejor distribución que se crea conveniente y rótelos oprimiendo la letra R del teclado al seleccionar el componente. Un ejemplo de este arreglo se muestra en la figura 2.22.

Fig. 2.22.- Componentes ya organizados. 6.- A continuación se pueden trazar las pistas oprimiendo el botón trazar pistas mostrado en la figura 2.21. así el diagrama terminado queda como se muestra en la figura 2.23.

Fig. 2.23.- PCB terminada

Página 49 de 126

UNIDAD III AMPLIFICADORES OPERACIONALES INTRODUCCIÓN Los amplificadores operacionales son circuitos integrados compuestos de hasta cientos o miles de transistores que permiten la amplificación y manipulación de señales eléctricas. Sus usos pueden ser variados, pasando desde sumadores, restadores, multiplicadores, integradores, derivadores, hasta funciones exponenciales, divisiones y muchas más. Pueden ser manipulados en lazo abierto, presentando ganancias típicas de 5000 o más, o en lazo cerrado en donde la ganancia estará definida por los elementos externos que se le conecten. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 1. Analizar las características de entrada, salida y alimentación de un amplificador operacional. 1.1. Explicar el concepto de amplificador operacional. 1.2. Analizar las características de entrada y salida del amplificador operacional. RESULTADOS DE APRENDIZAJE 1.1.1. Identificar un amplificador operacional. 1.2.1. Interpretar las características de entrada y salida del amplificador operacional. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 2. Analizar las diferentes configuraciones básicas del amplificador operacional para instrumentación. 2.1. Analizar el amplificador operacional en su configuración como comparador, inversor, sumador, seguidor de voltaje, integrador y derivador. RESULTADO DE APRENDIZAJE 2.1.1. Analizar las ecuaciones que rigen el funcionamiento de las diferentes configuraciones del amplificador operacional. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 3. Aplicar el amplificador operacional para acondicionamiento de señales en la instrumentación. Página 50 de 126

3.1. Identificar las características de entrada y salida del amplificador de instrumentación. RESULTADO DE APRENDIZAJE 3.1.1. Interpretar las características de entrada y salida del amplificador de instrumentación. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 4.- Utilizar el amplificador operacional en la ejecución de procesos industriales. 4.1.- Conocer el funcionamiento de un convertidor de corriente a voltaje y de voltaje a corriente. RESULTADO DE APRENDIZAJE 4.1.1 Utilizar el amplificador operacional como convertidor de corriente a voltaje, de voltaje a corriente y algunas aplicaciones en procesos industriales.

Página 51 de 126

TEMA I CARACTERÍSTICAS DE ENTRADA, SALIDA Y ALIMENTACIÓN DE UN AMPLIFICADOR OPERACIONAL Objetivo de aprendizaje: 1. Analizar las características de entrada, salida y alimentación de un amplificador operacional. Criterio de aprendizaje: 1.1 Explicar el concepto de amplificador operacional. EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL ( OP-AMP ) El amplificador operacional op-amp se ha convertido en un importante elemento funcional en todos los géneros de áreas de aplicación. Si bien el amplificador operacional es un circuito un tanto complejo, puede considerarse un dispositivo con características específicas de entrada y salida. La mayoría de los op-amp existen actualmente en la forma de circuitos integrados, de manera que no es necesario comprender su sistema interno, sino es más importante tener un buen conocimiento de sus características de entrada y salida. Este es el enfoque que se adoptará en la introducción a los op-amp. ¿QUÉ ES UN AMPLIFICADOR OPERACIONAL? El término amplificador operacional se refiere normalmente a un amplificador de voltaje de alta ganancia, con acoplamiento directo y una entrada diferencial ( dos terminales de entrada, ninguna de las cuales está puesta a tierra. ). Puesto que tiene acoplamiento directo (lo que significa que no utiliza capacitores de acoplamiento para bloquear la CD), puede amplificar todas las frecuencias de señal hasta 0 hz. Su frecuencia límite superior está típicamente por arriba de 1 Mhz. Aunque el op-amp es un amplificador completo, se ha diseñado para que puedan conectarse componentes externas a sus terminales, a fin de determinar las características de operación del amplificador. Esto es, la ganancia de voltaje del amplificador, las impedancias de entrada y salida, y la respuesta de frecuencia dependen casi exclusivamente de las componentes externas estables. Esto hace que el amplificador satisfaga fácilmente las condiciones de cualquier aplicación particular, y es esta versatilidad la que hace que el uso de los amplificadores operacionales sea tan popular en la industria. En muchos casos, un op-amp tiene su salida conectada a una de sus entradas, ya sea directa o indirectamente. Esto se denomina retroalimentación, y cuando ésta se emplea se dice que el amplificador operacional funciona en el modo de ciclo (malla) cerrado. Cuando no se utiliza la retroalimentación, se dice que el amplificador operacional funciona en el modo de ciclo ( malla ) abierto.

Página 52 de 126

1.2 Analizar las características de entrada y salida del amplificador operacional. CARACTERÍSTICAS BÁSICAS DEL OP-AMP Todos los amplificadores operacionales tienen al menos cinco terminales, como puede verse en el símbolo del op-amp de la fig. 2.1. Existen dos terminales de entrada, una terminal de salida y dos terminales de la fuente de polarización. La mayoría de los op-amp tienen otras terminales que se utilizan para fines especiales. El símbolo triangular del amplificador operacional de la fi.3.1 es por lo general estándar, aunque en ocasiones puede ser diferente. Algunas veces las polaridades de entrada (-) y (+) se invierten, con – en la parte superior y + en la inferior. En algunos casos la terminal + no aparece en absoluto, y se supone que está conectada a tierra.

Fig. 3.1 Símbolo del amplificador operacional.

¿DÓNDE ES TIERRA? Cómo se estableció en la definición inicial del amplificador operacional, ninguna de las terminales de entrada debe estar conectada a tierra. Por consiguiente, ninguna de las terminales del op-amp sirve como referencia de tierra. Entonces ¿dónde está la referencia de tierra?. Esto se puede contestar examinando la fig. 3.2a. Las dos fuentes de polarización se encuentran conectadas a una tierra de referencia común. Esta tierra sirve como referencia para todas las terminales de voltajes de los amplificadores operacionales como sigue : e1 – voltaje de la entrada + del op-amp respecto a tierra. e2 – voltaje de la entrada – respecto a tierra. esal – voltaje de la terminal de salida respecto a tierra. (La carga, si la hay, se conecta entre esta terminal y tierra). Página 53 de 126

+ Vs - voltaje de la terminal positiva de la fuente de alimentación respecto a tierra. - Vs- voltaje de la terminal negativa de la fuente de alimentación respecto atierra. El diagrama de la fig. 3.2a normalmente se representa como se observa en la fig. 3.2b, donde la tierra no aparece pero se supone que está en la terminal común de las polaridades positiva y negativa de las fuentes.

Fig. 3.2 Amplificador operacional

VALORES DE LA FUENTE DE POLARIZACIÓN En la mayoría de los op- amp se utilizan voltajes de alimentación + y – simétricos; esto es, ambas fuentes tienen la misma magnitud. Los voltajes más comunes son +/- 15 V. En algunos amplificadores operacionales se utiliza una sola polaridad de alimentación; por ejemplo + 30 V y 0 V. CARACTERISTICAS DE ENTRADA Y SALIDA El op-amp es un amplificador diferencial, lo que significa que amplifica la diferencia de los voltajes presentes en las dos terminales de entrada. Específicamente el voltaje de salida esta dado por: esal = Avol x (e1 – e2) Como ya se dijo e1 y e2 son, respectivamente, los voltajes de las terminales + y – de entrada respecto a tierra. Avol es la ganancia de voltaje en ciclo abierto del op-amp; es decir, la ganancia del voltaje del op-amp sin conexión externa de retroalimentación alguna. El término (e1-e2) es la diferencia de voltajes presentes en las terminales de entrada. Frecuentemente denominaremos a esta diferencia de voltaje entrada diferencial, ed. Por consiguiente, ( ed = e1-e2 ) que es el voltaje que se mediría en la entrada + respecto a la entrada - . Se observa que cuando e1> e2, ed será positivo, y que cuando e1< e2, ed será

Página 54 de 126

negativo. Es importante recordar que el op-amp amplifica este diferencial y no e1 ó e2. Así nuestra ecuación queda expresada como: esal = Avoled

Página 55 de 126

Ejemplo: Determine ed y esal para la fig. 3.3 , utilizando Avol = 1000

Fig. 3.3 Circuito con amplificador operacional

SOLUCIÓN :

ed = e1 – e2 = 100mV – 90mV = + 10 mV esal = Avol ed = 1000 x 10 mV = 10V SATURACIÓN DEL VOLTAJE DE SALIDA La amplitud máxima del voltaje de salida del op-amp está limitada por la magnitud de los voltajes de la fuente de alimentación que se conecten a las terminales de polarización del amplificador operacional. Típicamente, la amplitud máxima es cerca de 1.5 V menor que la fuente de polarización. Por ejemplo, si se utilizan fuentes de polarización de +/- 15 V, la amplitud de esal está limitada a +/- 13.5 V; es decir, -13.5 V2, y que los amplificadores operacionales son ideales. Por los dos primeros axiomas se cumple que Vd = 0 y también que Is, = 0 Por lo tanto, el voltaje diferencial de entrada o la diferencia de las señales de entrada serán las que fijen el valor y dirección de la corriente en el potenciómetro. En este caso es hacia arriba y es

FIG. 3.32. Amplificador de instrumentación.

Bajo el supuesto de que V2 > V1, en las salidas de los amplificadores operacionales A2 Y A1 el voltaje es

Sustituyendo la corriente en esta última ecuación ………………………..(1)

Simplificando ..............................................(2)

Página 81 de 126

El voltaje de salida del amplificador diferencial es ................................................................(3) Sustituyendo la ecuación (2) en (3) ............................................(4)

El control de ganancia es mediante el potenciómetro αR, cuando está en su máximo valor es muy grande, entonces α tiende a ∞. Por lo tanto, el último término de la ecuación de Vo,, se hace igual a 1 y el voltaje de salida es

El otro caso es cuando el potenciómetro es cero, es decir α = 0; entonces el voltaje de salida tiende a infinito, lo cual causa que el amplificador se sature. Para evitar esta situación, se conecta en serie con el potenciómetro una resistencia mR de un valor tal que limita y fija la máxima ganancia. Para ello, en la ecuación (1) se suma mR al potenciómetro αR, resultando:

.......................................(5) Cuando α = 0, el voltaje de salida es máximo y toma un valor finito, expresado como

El otro extremo es cuando α se aproxima a ∞, en este caso Vo se hace mínimo. En la ecuación 5 se factoriza (α + m) en el numerador y denominador resultando

Página 82 de 126

Y ahora haciendo α =

∞

En este caso, el voltaje de salida lo define exclusivamente la ganancia del amplificador diferencial. Resultado de aprendizaje: 3.1.1 Interpretar las características de entrada y salida del amplificador de instrumentación. Rechazo de Modo Común en Amplificadores de Instrumentación Existen en equipos en la industria, en equipos de electromedicina, y en equipos en otras muchas aplicaciones, la necesidad de medir señales muy pequeñas del orden de microvoltios o pocos milivoltios en la presencia de comparativamente grandes señales de ruido provenientes de distintas fuentes, como ser motores, tubos de iluminación de descarga gaseosa, y la siempre presente inducción de la frecuencia de línea de alimentación, en nuestro caso 50Hz. Para realizar las mencionadas mediciones estos deberán utilizar en su entrada Amplificadores de Instrumentación con un adecuada Relación Rechazo de Modo Común (CMRR). En la siguiente figura se coloca un esquema básico de medición

Fig. 3.33 Amplificador de instrumentación.

Al Amplificador de Instrumentación ingresan dos señales de modo común: una de c.c. de +2.5V provenientes del puentes de resistencias y otra de c.a. Vruido inducida sobre los cables de entrada al amplificador.

Página 83 de 126

Rechazo de Modo Común Los amplificadores de Instrumentación amplifican la diferencia entre dos señales. Esas señales diferenciales en la práctica provienen de sensores como ser termocuplas, fotosensores, puentes de medición resistivos, etc. En la figura de arriba se ve que de un puente resistivo, en estado de equilibrio sin señal, en la mitad de las ramas del puente existe una señal de 2.5V respecto a masa. Esta señal de corriente continua es común a ambas entradas por lo cual es llamada Voltaje de Modo Común de la señal diferencial. Se puede ver que estas señales no contienen información útil en lo que se quiere medir y como el amplificador amplificará la diferencia de ambas, al ser iguales, se restan y a la salida el resultado será cero o sea idealmente no están contribuyendo a la información de salida. También se ve que se inducen señales de corriente alterna en ambas entradas a la vez y que serán rechazadas como en el caso de continua. Pero al producirse un desbalance del equilibrio del puente por la variación de una de sus resistencias se producirá una señal que será aplicada entre ambas entradas y será amplificada. Por lo expuesto, es que se justifica la utilización de amplificadores de instrumentación para rechazar señales que entran en modo común, o sea en las dos entradas se presenta la misma señal. En la práctica, las señales de modo común nunca serán rechazadas completamente, de manera que alguna pequeña parte de la señal indeseada contribuirá a la salida. Para cuantificar la calidad del Amplificador de Instrumentación, se especifica la llamada Relación de Rechazo de Modo Común (CMRR) que matemáticamente se expresa como:

Siendo: AD = Amplificador diferencial. ACM = Amplificador modo común. De la última fórmula podemos obtener la Vout como:

Donde: Vout = Voltaje de salida. VCM = Voltaje de modo común en la entrada.

Página 84 de 126

Configuraciones circuitales de Amplificaciones de Instrumentación Configuración de dos amplificadores operacionales.El circuito esquemático se muestra abajo:

Fig. 3.34 Configuración con dos amplificadores operacionales.

Amplificador diferencial:

Amplitud de Salida Diferencial VoutDiferencial = Vout (donde VA es distinto de VB) es la siguiente:

Esta ecuación surge haciendo el siguiente análisis del circuito anterior:

considerando que R1 = R4 y R2 = R3 la tensión diferencial será:

Página 85 de 126

Es de destacar que de acuerdo con las fórmulas obtenidas, con este circuito no se puede tener ganancia unitaria, y en caso de necesitarse hay que utilizar la configuración de tres AO's.Amplitud de Salida de Modo Común Considerando VA=VB =VCM de las ecuaciones anteriores obtenemos:

La tensión de Salida de Modo Común será:

Y la ecuación del CMRR:

Considerando la fórmula para el CMRR vemos que este se incrementa con la amplificación diferencial y con el apareamiento de las resistencias, ya que si se logra, el CMRR tiende a infinito.Amplitud de Salida Diferencial VoutDiferencial = Vout (donde VA es distinto de VB) es la siguiente:

Esta ecuación surge haciendo el siguiente análisis del circuito anterior:

Página 86 de 126

Configuración de tres amplificadores operacionales Vista anteriormente, el circuito esquemático es:

Fig. 3.35 Configuración con tres amplificadores operacionales.

Amplificación Diferencial En este amplificador se acostumbra a hacer R5 = R6 = R; R1= R3 y R2 = R4 y como ya vimos la amplificación diferencial será:

Amplificación de Modo Común Considerando VA = VB = VCM y como los amplificadores de entrada están en una configuración simétrica, la misma tensión aparece en V1 y V2, de manera que de las ecuaciones vistas anteriormente en amplificadores diferencia, surge que:

Vsal R4 R + R2 R2 = ∗ 1 − VCM R3 + R4 R1 R1 Y el CMRR será

    AD  CMRR = 20 log   R 4 • R1 + R2 − R2   R3 + R4 R1 R1  Nuevamente el CMRR depende de la AD y del cuidado en seleccionar los valores de las resistencias, ya sea para que sean lo más iguales posibles o sus relaciones de unas a otras sean lo más exactas posibles.

Página 87 de 126

TEMA 4 APLICACIONES DEL AMPLIFICADOR OPERACIONAL EN PROCESOS Objetivo de aprendizaje: 4.- Utilizar el amplificador operacional en la ejecución de procesos industriales. Criterio de aprendizaje: 4.1 Conocer el funcionamiento de un convertidor de corriente a voltaje y de voltaje a corriente. Los sensores generadores ofrecen una tensión o una corriente cuya magnitud, frecuencia e impedancia de salida determinan las características requeridas en la etapa de acondicionamiento. Cuando la tensión o corrientes ofrecidas son débiles, hace falta una amplificación, que exige soluciones nuevas a las vistas hasta el momento. Las tensiones manejadas, además de ser muy débiles, son de muy baja frecuencia, hasta el punto de impedir la utilización de amplificadores de alta ganancia acoplados en alterna porque los condensadores necesarios serían demasiado grandes. En amplificadores de continua, se presenta la problemática de su tensión de desequilibrio (offset), sus corrientes de polarización y de desequilibrio y las derivas de todas ellas, principalmente con el tiempo y la temperatura. Dado que cuando se desea alta ganancia. los amplificadores de continua se basan habitualmente en amplificadores operacionales. En otros casos la señal a acondicionar no es débil, pero procede de una fuente de alta impedancia. La consideración de las impedancias parásitas lleva entonces a la necesidad de utilizar amplificadores con características singulares o con estructuras distintas a la convencional. Cuando se desea una solución elevada, aun en el caso de la medida de magnitudes variables a las que no afectan las derivas en los amplificadores, surge el problema del ruido interno en éstos. Ésta es una limitación inherente a todos los dispositivos electrónicos. Convertidor de corriente a voltaje.El amplificador con retroalimentación negativa de voltaje, por los efectos de mejora que produce, hace que el circuito se comporte como un perfecto convertidor de corriente a voltaje, porque presenta una resistencia de entrada cero, resistencia de salida cero y proporciona una razón fija y estable entre Ii y Vo. Por lo tanto este amplificador puede considerársele como el convertidor de corriente a voltaje. La aplicación natural de esta configuración se presenta cuando se desea amplificar y convertir una señal de corriente que facilita un transductor, por ejemplo el caso de los fotodiodos. Estos son dispositivos que proporcionan una corriente del orden de µA en corto circuito, proporcional a la intensidad de radiación luminosa o solar. Como se habla de corriente en corto, esto nos induce a buscar un circuito que tenga una Rif = 0 y, por lo tanto, que sea corriente la señal de entrada. El convertidor de corriente a voltaje que se

Página 88 de 126

acaba de analizar cumple con las esas condiciones, y se convierte en el circuito natural para esta aplicación (véase fig. 3.36b).

Fig. 3.36 a) Convertidor de corriente a voltaje, b) amplificador con fotodiodo, c) Ampérmetro electrónico.

Otra aplicación se presenta cuando se necesita medir corriente en un circuito. Los dispositivos que lo hacen en forma directa como el amperímetro de bobina móvil, tiene una resistencia interna que puede influir en el circuito cuya corriente se desea medir. Por ejemplo, un amperímetro con una deflexión a plena escala de 50 µA, tiene una resistencia característica de 2 Kohms que esta lejos de ser ideal. Cuando se conecta en serie este amperímetro en alguna rama de un circuito, agrega la resistencia de 2 Kohms en dicha rama, alterando las condiciones normales de funcionamiento del mismo. Usando la retroalimentación negativa de voltaje, se puede construir un amperímetro electrónico cuya resistencia tienda a cero. La figura 3.36c muestra el circuito de tal instrumento. Por ejemplo, usando un amplificador operacional que tenga Ao = 100 dB (100000) y una Rf = 100 Kohms, la resistencia de entrada será: Además,

Rif = (Rf)/(1+Ao) = 1 ohm. Vo = Rf Ii = 100000 Ii

Las conclusiones a las que se llega con este último ejemplo son:

♦ La resistencia que se suma al conectarse en serie el instrumento en la rama donde se desea medir la corriente, es sólo de 1 ohm. Para efectos de mediciones de corriente del orden de µA a mA, no afecta. El problema cambia si la corriente a medirse fuera del orden de amperes; en este caso, se diseña un circuito pasivo divisor de corriente y se procede de la misma manera. ♦ La ecuación del Vo indica que tan sensible es el amperímetro. En este caso, a plena escala Ii = 50 µA y Vo será igual a 5 V, que es un voltaje suficiente para medirse son cualquier vóltmetro. Aun utilizando componentes poco costosos, el instrumento de la Página 89 de 126

figura 3.36c es de mejor calidad que cualquier amperímetro de bobina móvil (en lo que se refiere a impedancia). La retroalimentación de corriente no inversora, es un ejemplo de retroalimentación serieserie, véase la figura 3.37. Con retroalimentación de corriente no inversora, como señal de entrada, se aplica un voltaje a la terminal no inversora del amplificador operacional. Luego, la corriente de salida pasa por la red de retroalimentación Rf para ser convertida a voltaje. Esta es la muestra de la variable de salida que se introduce a la terminal no inversora del amplificador, y de esta manera se realiza el proceso de retroalimentación negativa de corriente. Con este tipo de retroalimentación, un amplificador tiende a comportarse como un convertidor ideal de voltaje a corriente, mismo que presenta una resistencia de entrada infinita, una resistencia de salida infinita y una transconductancia estable. En la figura siguiente se muestra el circuito equivalente para un amplificador de corriente no inversora.

Fig. 3.37 Retroalimentación de corriente no inversora.

Por medio de la resistencia de carga RL, se conecta en serie la salida del amplificador al bloque de retroalimentación, por lo que la corriente de carga pasa a través de la resistencia de retroalimentación. El voltaje de retroalimentación es proporcional a la corriente de salida, el circuito tiene retroalimentación de corriente.

Página 90 de 126

Resultado de aprendizaje: 4.1.1. Utilizar el amplificador operacional como convertidor de corriente a voltaje, de voltaje a corriente y algunas aplicaciones en procesos industriales. Acondicionamiento lineal de señales: amplificador de instrumentación.Este amplificador es una herramienta poderosa para medir señales análogas de bajo nivel que se originan en sensores remotos y que se trasmiten a través de un par de alambres.

Fig. 3.38 Amplificador de instrumentación.

Convertidor de voltaje a corriente.Convertidor del tipo V-I (carga flotada):

• • • •

(V+) Esta conectado a Vi. (V-) = (V+), de tal forma que la terminal inversora tiene el mismo potencial que Vi La corriente a través de R1 es IL. La corriente IL no depende de la resistencia RL. Notar que la carga esta flotada.

Fig. 3.39 Convertidor de voltaje a corriente.

Página 91 de 126

Otro convertidor de voltaje a corriente.Convertidor de V-I con carga aterrizada:

• • •

IL no depende de RL. Sólo depende de VIN y VREF. 1/R1 determina la constante de proporcionalidad entre V e I. Notar que la carga esta referida a tierra.

Fig. 3.40 Convertidor de voltaje a corriente.

IL = (1/R1)(VIN-Vref). Convertidor de corriente a voltaje.Convertidor de I-V inversor:

• • • •

(V+) Esta conectado a tierra, o (V+) = 0. (V-) = (V+) = 0, la terminal inversora es tierra virtual. I fluye solamente a través de R. R determina la constante de proporcionalidad entre la corriente y el voltaje.

Fig. 3.41 Convertidor de corriente a voltaje

Página 92 de 126

Otro convertidor de corriente a voltaje.Convertidor I-V no inversor:

•

Si R1 >> Rs, IL fluye casi totalmente a través de Rs.

Fig. 3.42 Convertidor de corriente a voltaje.

Ejemplos:

♦ Usando amplificadores operacionales, diseñar el siguiente circuito aritmético:

Fig. 3.43 Diagrama a bloque.

Solución: Usar un amplificador sumador con entradas Vi y 5 volts, ajustar la ganancia a 3.4 y 1, respectivamente.

Fig. 3.44 Amplificador sumador.

Página 93 de 126

♦ Diseñar un circuito basado en amplificadores operacionales que conviertan un intervalo de tensiones de 20 a 250 mV a un intervalo de 0 a 5 V.

Fig. 3.45 Convertir de 20-250 mV a 0-5 V.

Solución:

Fig. 3.46 Acondicionamiento de señal en tensión.

♦ Diseñar un circuito basado en amplificadores operacionales para convertir señales de 4 a 20 mA (estándar en corriente) a un intervalo de tensión de 0 a 10 volts.

Fig. 3.47 Convertir I-V del estándar 4-20 mA a 0-10 V.

Página 94 de 126

UNIDAD IV SEMICONDUCTORES DE POTENCIA INTRODUCCIÓN Estos términos se utilizan indistintamente para describir dispositivos cuya operación obedece los siguientes principios generales: a) b) c)

El dispositivo actúa como interruptor entre dos de sus terminales; es decir, tiene elevada resistencia en el estado “apagado”, baja resistencia en el estado “encendido” y no tiene otra región operativa. El dispositivo se dispara del estado “apagado” al estado “encendido” mediante un valor específico de voltaje o corriente aplicado a la terminal apropiada. Una vez que el dispositivo se ha disparado a “encendido” permanece en ese estado, aunque el voltaje o la corriente de disparo se hayan suprimido. En otras palabras, dicho dispositivo es retenido en “encendido”. El interruptor normalmente pasa a “apagado” al reducirse el flujo de corriente a través de él por debajo de un valor mínimo. Una vez en “apagado”, el dispositivo puede volver a dispararse al estado “encendido” OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE

1. Utilizar el modo de activación y desactivación de varios tiristores. 1.1. Discutir las formas posibles de activar y desactivar los tiristores. RESULTADOS DE APRENDIZAJE 1.1.1. Identificar las posibles formas de activación y desactivación de los tiristores. OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 2. Analizar las diferentes configuraciones de circuitos con tiristores en aplicaciones de procesos industriales. 2.1. Analizar los circuitos de aplicación de los tiristores. RESULTADO DE APRENDIZAJE 2.1.1. Comprobar varias configuraciones de control con tiristores.

Página 95 de 126

OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 3. Analizar las configuraciones de potencia para los transistores y el encendido de dispositivos de potencia utilizando diferentes tipos de tiristores. 3.1. Analizar las configuraciones de potencia para los transistores bipolares, y diferentes tipos de tiristores. RESULTADO DE APRENDIZAJE 3.1.1. Comprobar el encendido de dispositivos de potencia utilizando diferentes tipos de tiristores OBJETIVO Y CRITERIOS DE APRENDIZAJE 4. Comprobar el funcionamiento de un puente H para controlar cargas inductivas. 4.1. Analizar el funcionamiento del puente H para controlar cargas inductivas. RESULTADO DE APRENDIZAJE 4.1.1 Comprobar el puente H para controlar cargas inductivas.

Página 96 de 126

TEMA I CIRCUITOS DE DISPARO Objetivo de aprendizaje: 1. Utilizar el modo de activación y desactivación de varios tiristores. Criterio de aprendizaje: 1.1. Discutir las formas posibles de activar y desactivar los tiristores. DIODOS PNPN DE CUATRO CAPAS: CARACTERISTICAS Y OPERACIÓN El diodo de cuatro capas fue inventado por W. Shockley, cuyo nombre perdura en el campo de los semiconductores por este motivo. En efecto, este dispositivo se denomina frecuentemente diodo Shockley. Su construcción es básicamente la que se muestra en la figura 2, y ya se analizó en la sección anterior. La operación del diodo de cuatro capas puede explicarse con la ayuda de su curva característica (ver figura 5) como sigue: a) Con Vd = 0, el diodo no conduce e Id = 0. b) A medida que Vd aumenta gradualmente, la corriente aumenta muy lentamente a lo largo de la curva O – A. Esta Id es una corriente de fuga relativamente pequeña y esta porción de la curva se denomina región de “apagado”. c) Por último cuando Vd aumenta, alcanza un valor Vs, llamado voltaje de conmutación. A este voltaje (punto A) el diodo conmutará rápidamente (lo cual es ilustrado por la línea punteada) a su región “encendido” (B – C). En esta región su característica es similar a la correspondiente a un diodo P – N polarizado directamente.En este estado la caída de voltaje directo a través del diodo VF, será muy pequeña, típicamente de entre 0.5 y 2 V, por lo que la corriente del diodo puede llegar a ser muy grande. d) Una vez que el diodo haya conmutado al estado “encendido”, permanecerá así mientras el valor de la corriente se mantenga por encima del valor de la corriente de mantenimiento IH que es el valor de la corriente de diodo necesaria para mantenerlo “encendido”. Si la corriente del diodo cae por debajo de IH, el diodo rápidamente regresa a su estado “apagado”. e) Otro parámetro importante del diodo es Is, la corriente del diodo en el punto de conmutación A. Is se denomina corriente de conmutación y es el valor de la corriente del diodo “apagado” cuando su voltaje está en su valor de voltaje de conmutación Vs. Is siempre es menor que Ih por un factor de por lo menos 3 a 1.

Página 97 de 126

EL RECTIFICADOR CONTROLADO DE SILICIO INTRODUCCION Operaciones industriales como alumbrado, control de velocidad de motores, soldadura eléctrica y calentamiento eléctrico requieren la entrega de una cantidad variable y controlable de energía eléctrica. Es posible controlar la energía eléctrica entregada por medio de transformadores variables y reóstatos. Sin embargo, cuando se requieren niveles altos de energía, los transformadores variables son caros y voluminosos y requiere mantenimiento frecuente. Por su parte los reóstatos resultan grandes, caros, requieren mantenimiento y desperdician cantidades enormes de energía [1]. Desde 1960 la industria ha tenido disponible un dispositivo electrónico que no tiene ninguna de las desventajas mencionadas. El Rectificador Controlado de Silicio (SCR) es pequeño, relativamente barato, no requiere mantenimiento y casi no desperdicia energía. Algunos SCR modernos pueden controlar corrientes de varios cientos de amperes en circuitos que operan a voltajes mayores de 1000 V. Por estas razones, los SCR son muy importantes en la industria moderna. El término tiristor se refiere a la familia de dispositivos semiconductores de conmutación de cuatro capas p-n-p-n. Los tiristores sólo tienen dos estados de operación: encendido y apagado. El SCR es el miembro más importante de la familia de los tiristores [2]. CARACTERISTICAS DEL RECTIFICADOR CONTROLADO DE SILICIO La estructura y el símbolo del SCR se muestran en la Figura 4.1. Es un dispositivo de conmutación de cuatro capas p-n-p-n, con tres uniones J1, J2 y J3. Las terminales externas son el ánodo, el cátodo y la compuerta. Las terminales ánodo y cátodo se conectan al circuito de potencia, mientras que la terminal de la compuerta porta una pequeña corriente de control en dirección compuerta−cátodo. La característica ánodo−cátodo es mostrada en la Figura 4.1. Dicha característica presenta tres regiones de operación: de bloqueo directo, de bloqueo inverso y de conducción alta, las cuales son descritas a continuación [2].

Figura 4.1 (a) Estructura y (b) Símbolo del rectificador controlado de silicio.

Región de bloqueo inverso. En esta región la característica de bloqueo inverso del SCR es similar a la de un diodo. Cuando se aplica un voltaje inverso al SCR (ánodo negativo con respecto al cátodo), las uniones exteriores J1 y J3 están polarizadas inversamente y J2 Página 98 de 126

está polarizada directamente. Por lo tanto sólo fluye una pequeña corriente de fuga (en miliamperes). Si el voltaje aplicado alcanza el nivel de ruptura inverso, la corriente de fuga se incrementará abruptamente destruyendo al dispositivo. Si el voltaje aplicado no alcanza el punto de ruptura inverso el dispositivo se comportará como un dispositivo de alta impedancia. Región de bloqueo directo. En esta región el ánodo es hecho positivo con respecto al cátodo, y por lo tanto las uniones exteriores J1 y J3 están polarizadas directamente, mientras que J2 permanece polarizada inversamente. De aquí que la corriente del ánodo es una pequeña corriente de fuga en directa.

Figura 4.2 Característica ánodo−cátodo de un rectificador controlado de silicio.

Región de conducción: Conforme el voltaje directo de ánodo−cátodo es incrementado, ocurre la avalancha de ruptura en J2 en el voltaje de ruptura directo, y el SCR conmuta el estado de conducción o de baja impedancia. El voltaje de ánodo−cátodo cae de varios cientos de volts a 1 V o 2 V, dependiendo del rango del SCR. En el estado de conducción la corriente del ánodo está determinada por la impedancia de la carga. Si se aplica una corriente en compuerta, el nivel del voltaje de ruptura directo se reduce. El voltaje al cual el dispositivo cambia al estado de conducción depende del nivel de corriente de compuerta. Para una corriente de compuerta suficientemente grande, la región de bloqueo directo se remueve, y el dispositivo cambia al estado de conducción con un voltaje de ánodo−cátodo esencialmente cero. Los rangos de los voltajes de ruptura inverso y directo de los tiristores, usados en circuitos prácticos deben superar los niveles en los cuales van a operar. En un instante deseado, cuando el dispositivo está polarizado directamente, el SCR es disparado por un pulso de compuerta a conmutar al estado de conducción. Normalmente la corriente de compuerta es mayor que la mínima corriente requerida para activar al SCR. Un pulso de corriente de compuerta típico es del orden de 20 a 200 mA. Una vez que el SCR está conduciendo y la corriente de ánodo es mayor que la corriente mínima, llamada corriente de enganche, la señal de compuerta ya no es requerida para Página 99 de 126

mantener al dispositivo en el estado de conducción. La remoción de la corriente de compuerta no afecta a la conducción de la corriente del ánodo. El SCR regresará a su estado de bloqueo directo si la corriente del ánodo cae por debajo de la corriente de mantenimiento. Existen tres formas de apagar al SCR: apertura mecánica del circuito de ánodo, polarización inversa de ánodo−cátodo, derivación de la corriente del ánodo por medio de un circuito auxiliar. CARACTERISTICAS DE ENCENDIDO El tiristor enciende cuando es disparado por un pulso en compuerta. Sin embargo, la transición del estado de bloqueo directo a estado de conducción no es instantáneo. Esto se ilustra en la Figura 4.3. El tiempo de encendido ton se divide en dos periodos, llamados tiempo de retardo td y tiempo de subida tr. Estos periodos de tiempo están definidos en la Figura 4.3 en términos del voltaje de ánodo y de las formas de onda de corriente mostradas. Tiempo de retardo td. Es el tiempo comprendido entre el instante en el cual la corriente de compuerta alcanza el 90% de su valor final y el instante en que la corriente de ánodo alcanza el 10% de su valor final. Tiempo de subida tr. Es el tiempo requerido por la corriente de ánodo para pasar del 10% al 90% de su valor final. Tiempo de encendido ton. Es la suma del tiempo de retardo y del tiempo de subida. Es típicamente del orden de 1 a 4 µs. El ancho del pulso de disparo debe ser de 10 µs, preferentemente en el rango de 20 a 100 µs. La amplitud del pulso de compuerta debe ser de 3 a 5 veces la corriente mínima de compuerta requerida para disparar al SCR.

Página 100 de 126

Figura 4.3 Formas de onda durante el encendido del rectificador controlado de silicio. Se considera una carga resistiva.

CARACTERISTICAS DE APAGADO

Una vez que el SCR comienza a conducir la corriente de compuerta no tiene control sobre el dispositivo. El SCR se apagará cuando la corriente de ánodo llegue a ser cero, a esto se le conoce como "conmutación natural", si la corriente es forzada a ser cero, se le conoce como "conmutación forzada". Sin embargo, si se aplica un voltaje directo entre ánodo−cátodo inmediatamente después de que la corriente de ánodo llegue a cero, el SCR no regresará a su estado de bloqueo directo y conducirá otra vez aunque no exista un pulso de disparo en compuerta. Por lo tanto es necesario mantener al dispositivo con polarización inversa durante un periodo de tiempo determinado antes de aplicarle de nuevo una polarización directa. El tiempo de apagado del SCR se define como el mínimo intervalo de tiempo interno entre el instante que la corriente de ánodo llega a ser cero y el instante en el que el dispositivo es capaz de alcanzar su estado de bloqueo inverso. El tiempo de apagado es ilustrado en la Figura 4.4. El tiempo de apagado total toff se divide en dos intervalos de tiempo, el tiempo de recuperación inverso trr y el tiempo de recuperación de compuerta tgr. En el Página 101 de 126

instante t1, la corriente de ánodo llega a ser cero. Durante el tiempo de recuperación inverso de t1 a t3, la corriente del ánodo fluye en dirección inversa. En el instante t2, se desarrolla un voltaje inverso de ánodo−cátodo y la corriente de recuperación inversa continúa decreciendo. En el instante t3 las uniones J1 y J3 están en polarización inversa. Sin embargo, el SCR no es capaz aún de alcanzar el voltaje de bloqueo inverso. En el instante t4 se puede aplicar un voltaje directo. El tiempo de apagado del SCR está comprendido entre t1 y t4.

Figura 4.4 Formas de onda durante el apagado del rectificador controlado de silicio.

En aplicaciones prácticas, el tiempo de apagado del SCR contemplado por el circuito debe ser mayor que el del dispositivo para proporcionar un margen de seguridad. Los SCR que tienen el mayor tiempo de apagado (50−100 µs) son llamados de conmutación lenta, y mientras que a los que tienen un tiempo de apagado corto (10−50 µs) se les llama de conmutación rápida.

Página 102 de 126

Resultado de aprendizaje: 1.1.1. Identificar las posibles formas de activación y desactivación de los tiristores. ACTIVACION DEL TIRISTOR Un tiristor se activa incrementándola corriente del ánodo. Esto se puede llevar a cabo mediante una de las siguientes formas. TERMICA. Si la temperatura de un tiristor es alta habrá un aumento en el número de pares electrón-hueco, lo que aumentará las corrientes de fuga. Este aumento en las corrientes hará que 1 y 2 aumenten. Debido a la acción regenerativa (1+ 2) puede tender a la unidad y el tiristor pudiera activarse. Este tipo de activación puede causar una fuga térmica que por lo general se evita. LUZ. Si se permite que la luz llegue a las uniones de un tiristor, aumentaran los pares electrón-hueco pudiéndose activar el tiristor. La activación de tiristores por luz se logra permitiendo que esta llegue a los discos de silicio. ALTO VOLTAJE. Si el voltaje directo ánodo a cátodo es mayor que el voltaje de ruptura directo VBO, fluirá una corriente de fuga suficiente para iniciar una activación regenerativa. Este tipo de activación puede resultar destructiva por lo que se debe evitar. dv/dt. Si la velocidad de elevación del voltaje ánodo-cátodo es alta, la corriente de carga de las uniones capacitivas puede ser suficiente para activar el tiristor. Un valor alto de corriente de carga puede dañar el tiristor por lo que el dispositivo debe protegerse contra dv/dt alto. Los fabricantes especifican el dv/dt máximo permisible de los tiristores. CORRIENTE DE COMPUERTA. Si un tiristor está polarizado en directa, la inyección de una corriente de compuerta al aplicar un voltaje positivo de compuerta entre la compuerta y las terminales del cátodo activará al tiristor. Conforme aumenta la corriente de compuerta, se reduce el voltaje de bloqueo directo, tal y como aparece en la Fig. 4.5.

Fig. 4.5 Efectos de la corriente de compuerta sobre el voltaje de bloqueo directo.

Página 103 de 126

TEMA 2 APLICACIÓN DE LOS TIRISTORES Objetivo de aprendizaje: 2. Analizar las diferentes configuraciones de circuitos con tiristores en aplicaciones de procesos industriales. Criterio de aprendizaje: 2.1. Analizar los circuitos de aplicación de los tiristores. TIPOS DE TIRISTORES Existen algunos otros dispositivos que operan de modo similar a como lo hace el diodo de cuatro capas. Entre ellos, un dispositivo denominado interruptor unilateral de silicio (SUS), el cual se comporta esencialmente como un diodo de cuatro capas. El símbolo de su circuito es el mismo, si bien su construcción es un tanto distinta. El SUS es un dispositivo de bajo voltaje cuyo voltaje de conmutación típicamente es menor de 10V. Además este voltaje se controla con mayor exactitud y depende menos de la temperatura que el diodo de cuatro capas. Otra diferencia entre estos dos dispositivos es que el SUS tiene una tercera terminal denominada compuerta, la cual puede utilizarse para reducir a un valor inferior al nominal. Sin embargo, la compuerta rara vez se utiliza, así que el SUS normalmente se opera como un diodo de cuatro capas. El interruptor bilateral de silicio El interruptor bilateral de silicio (SBS) actúa exactamente como el diodo de cuatro capas y el SUS, excepto que lo hace así para ambas polaridades del voltaje aplicado. En otras palabras, el SBS actuará como un interruptor en ambos sentidos. Su curva característica I – V se muestra en la fig. 6 junto con su símbolo circuital. Esta característica I – V muestra que el dispositivo cambia en “apagado” a “encendido” para 10 volts con cualquier polaridad. El SBS, al igual que el SUS, tiene voltajes de conmutación de 10 V o inferiores, los cuales son controlados mas exactamente y dependen menos de la temperatura que en caso de un diodo de cuatro capas. Un DIAC es también un interruptor bilateral y es similar en su operación al SBS. Sin embargo, el DIAC puede operar con mayores tensiones de conmutación (hasta varios cientos de veces mayores) y en este sentido es similar a un diodo de cuatro capas. EL TRIAC El TRIAC es un dispositivo de retención o enganche bidireccional con funcionamiento parecido al de tener dos SCR en paralelo inverso. Su capacidad para conducir en Página 104 de 126

cualquier sentido lo hace adecuado para controlar la potencia en las cargas de CA. Sin embargo, los TRIAC tienen capacidad de corriente relativamente baja en comparación con los SCR (< 50 A eficaz ) y no pueden substituir a los SCR en aplicaciones de corrientes altas El TRIAC contiene seis regiones semiconductoras diferentes, y su estructura es demasiado compleja para presentarla aquí. Simplemente se considerará que el TRIAC tiene una estructura PNPN en ambos sentidos. El símbolo del circuito TRIAC se muestra en la figura 4.6-A. T1 y T2 son las terminales principales del interruptor, a través de las cuales puede fluir la corriente en cualquier sentido. La terminal T1 es la terminal de referencia, pues respecto a ella se consideran todos los voltajes. T2 normalmente es el encapsulado o la lengüeta metálica del montaje, a los que se puede unir un disipador. La terminal de compuerta G, controla el estado del dispositivo entre T1 y T2. Normalmente el dispositivo está “apagado” y actúa como un circuito abierto entre T1 y T2 . Cuando se aplican la corriente y el voltaje de compuerta apropiados, el TRIAC engancha(retiene) el estado de conducción para cualquier polaridad del voltaje entre T2 y T1. Una vez que el TRIAC se ha disparado a “encendido” por una señal de compuerta, esta última deja de ejercer control sobre el TRIAC. El dispositivo sólo puede cambiarse a “apagado” si se reduce la corriente a través de T1 y T2 a un valor menor que el de la corriente de mantenimiento. La operación del TRIAC es muy parecida a la del SCR, salvo por su capacidad bidireccional y por el hecho de que el voltaje de compuerta del TRIAC puede ser de cualquier polaridad para disparar al dispositivo. FORMAS DE DISPARO A diferencia del SCR el TRIAC posee cuatro formas posibles de disparo, las que corresponden a las diversas polaridades de los voltajes en la compuerta y T2 respecto a T1. La tabla de la figura 3.6 incluye estas formas de disparo junto con los valores típicos de la corriente de CD de disparo de compuerta IGT. Los modos T2+ /G+ y T2- /Gnormalmente requieren el valor más bajo de IGT. El modo T2+ /G- y T2- /G+ requieren una IGT mucho mayor. En realidad, el modo T2- /G+ rara vez se utiliza y la mayoría de las tablas de datos de los TRIAC no lo incluyen.

T2 (A)

TRIAC G

Modos de Disparo

IGT típica

T2 +/G+ T2 -/G+ T2 +/GT2 -/G-

25mA >>40mA 40mA 25mA

(B)

T1

Fig.4.6 Símbolo y formas de disparo del TRIAC

Página 105 de 126

EL SCR FOTOACTIVO (LASCR) El LASCR es un SCR que puede dispararse a “encendido” aplicando energía luminosa. En la figura 3.6 se muestra un circuito simple LASCR. Observe que el LASCR tiene una terminal de compuerta al igual que un SCR ordinario, de manera que también puede dispararse a “encendido” mediante una señal positiva en la compuerta. Normalmente, el LASCR se dispara al estado “encendido” cuando se hace incidir energía luminosa en la unión J2. Una vez que el LASCR se ha disparado a disparado al estado “encendido” se comporta como un SCR normal. El LASCR permanecerá en estado “encendido” incluso cuando la luz desaparezca. Cambiara solamente a “apagado” si su corriente de ánodo disminuye a menos de IH. El LASCR es más sensible a la luz cuando su compuerta se abre como en la figura 4.7-A. Esta sensibilidad puede variarse conectando un resistor variable como en la figura 4.7-B. En esta forma es posible modificar el nivel de luz al cual se disparará el LASCR.

+24 V

+24 V

RL

RL A

G

(A)

A

G

K

K

(B)

Fig. 4.7 Circuito simple LASCR con máxima sensibilidad y variable ( B ).

Página 106 de 126

INTERRUPTOR CONTROLADO POR COMPUERTA ( GCS ) Otro miembro de la familia PNPN es el interruptor controlado por compuerta (GCS) que se muestra en la figura 4.8. El GCS es muy similar al SCR, excepto que puede cambiarse a “apagado” mediante una señal negativa en la compuerta. En otras palabras una señal positiva de compuerta cerrará el interruptor, el cual permanecerá cerrado hasta que se aplique un impulso negativo en la compuerta o hasta que la corriente se reduzca por debajo de IH. Una desventaja importante del GCS es que su ganancia de desactivación ( razón o cociente entre la corriente controlada de ánodo y la corriente de desactivación de compuerta necesaria )es muy baja. Típicamente, un GCS puede requerir una corriente negativa de compuerta de 1 mA para cambiar a apagado a 10 mA de corriente de ánodo. El GCS está limitado a niveles bajos de corriente ( hasta 1 A de corriente a través del ánodo ).

+24 V RL A

VG

G

K

1KΩ

Fig. 4.8 Circuito GCS.

Página 107 de 126

Página 108 de 126

EL INTERRUPTOR CONTROLADO DE SILICIO ( SCS) El interruptor controlado de silicio ( SCS ) es un dispositivo PNPN de baja potencia muy utilizado. Esencialmente es un SCR miniatura con terminales unidas a cada una de las cuatro regiones semiconductoras. La terminal adicional está conectada a la región N debajo de la región P del ánodo. El SCS es el único dispositivo PNPN de cuatro terminales. El SCS puede dispararse a “encendido” o cambiarse a “apagado” mediante una señal adecuada en cualquier compuerta. Vea la figura 4.9, en la cual se muestra es circuito de un SCS sencillo. La compuerta de cátodo GC es la compuerta normal que utilizan los SCR. La compuerta de ánodo GA es la nueva compuerta. El SCS puede dispararse a “encendido” ya sea mediante un impulso positivo en GC o mediante un impulso negativo en GA. En el estado “encendido” el SCS se comporta como un SCR; a saber, como una baja resistencia con una caída de voltaje de típicamente 1 V. El SCS puede cambiarse a “apagado” en cualquiera de las tres formas: 1). Reduciendo su corriente de ánodo por debajo de IH. 2). Aplicando un impulso negativo en GC. 3) Aplicando un impulso positivo en GA. Si bien el SCS puede cambiar a “apagado” en cualquier compuerta, adolece de una ganancia de desactivación relativamente baja, de modo similar a como ocurre en el caso del interruptor controlado por compuerta. Sin embargo, los SCS son dispositivos de corriente débil diseñados para aplicaciones de baja corriente. Por ello esto no es una desventaja seria, puesto que las bajas corrientes de ánodo requerirán bajas corrientes de compuerta para desactivación. +24 V RL A

0

GC

GA

0

K

Fig. 4.9 Circuito básico SCS.

Página 109 de 126

RESUMEN La tabla contiene un resumen de los diferentes dispositivos PNPN. Dispositivo

Cambia a “encendido” cuando

Diodo de cuatro El voltaje de ánodo a cátodo capas y (SUS). excede de VS DIAC y SBS El voltaje a través de ellos excede de cualquier polaridad. SCR Se aplica voltaje positivo a la compuerta; o cuando el voltaje de ánodo a cátodo excede al voltaje de transición conductiva. TRIAC

LASCR

GCS

SCS

Cambia a “apagado” cuando La corriente cae por debajo de IH. La corriente cae por debajo de IH. La corriente cae por debajo de IH.

Comentarios

Conduce en un sentido (unilateral) Conduce en ambos sentidos (bilateral) Unilateral; usado principalmente para circuitos de control de gran potencia y elevada corriente. La corriente cae por Bilateral; empleado debajo de IH. para circuitos de control de gran potencia para cargas de CA.

Se aplica señal positiva o negativa a la compuerta; o cuando el voltaje de ánodo a cátodo excede al voltaje de transición conductiva de cualquier polaridad. Se aplica señal positiva a la La corriente cae por compuerta; o cuando el voltaje debajo de IH. de ánodo a cátodo excede el voltaje de transición conductiva; o cuando se aplica energía luminosa. ( Igual que el SCR ) La corriente cae por debajo de IH; o cuando una señal negativa se aplica a la compuerta. Igual que el SCR más un Cae IH, o un impulso impulso neg. en la compuerta negativo. de ánodo GA.

Unilateral; dispositivo de corriente relativamente baja, usado para detección luminosa. Unilateral; dispositivo de corriente relativamente baja. Unilateral; disp. De corriente relativamente Baja.

Página 110 de 126

Resultado de aprendizaje: 2.1.1. Comprobar varias configuraciones de control con tiristores. Circuitos típicos de control de compuerta. 1. Simple. El ángulo de disparo no puede ajustarse a más de 90º.

Figura 4.10. Circuito simple y su curva de respuesta.

Ejemplo: En el circuito de la figura 3.10, asumamos que la tensión de la fuente es de 127 Vrms, IG = 20 mA y R1 = 2,7 kΩ, y que se desea un ángulo de disparo de 90º. Entonces, ¿a qué valor debemos ajustar R2?

Página 111 de 126

Respuesta: A 90º, el valor instantáneo de tensión que proporciona la fuente es: Vmáx = (127 V)(1,41) = 179 V Si despreciamos la tensión en la carga y los 0,6 V que se caen en la unión compuerta-cátodo, la resistencia total (RT) del circuito sería: RT = 179 V / 20 mA = 8,95 kΩ esto es que: RT = R1 + R2 por lo tanto: R2 = RT – R1 R2 = 8,95 kΩ – 2,7 kΩ R2 = 6,26 kΩ 2. Retardo en el disparo usando un capacitores. El ángulo de disparo puede ajustarse a más de 90º. El valor del capacitor es alrededor de 0,01 µF. El valor de la constante de tiempo (RC) debe oscilar de 1 a 30 ms, esto si usamos como fuente de alimentación la red eléctrica a 60 Hz.

Fig. 4.11 Circuito de retardo utilizando capacitores.

Al entrar el semiciclo negativo, el capacitor se carga con polaridad inversa (-/+), ocasionando con ello que el SCR se encuentre apagado. En el momento en que aparece el semiciclo positivo, el capacitor tarda en cargarse de forma directa (+/-), debido al valor de los resistores, originando con ello que esto se logre más allá de los 90º. Cuanto mayor sea el valor de los resistores, la carga del capacitor tarda más tiempo.

Página 112 de 126

La constante de tiempo es (R1+R2)•C.

Fig. 4.12 Circuito de disparo utilizando capacitores.

El efecto es el mismo que en el caso anterior, pero ahora el capacitor debe generar una tensión VC mayor a 0,6 V para producir la IG necesaria para disparar el SCR. El efecto, es lograrlo más allá de los 90º. La constante de tiempo es (R1+R2)•C.

Fig. 4.13 Circuito con dos capacitores.

El efecto es el mismo que en el caso de la figura 3.12, pero ahora la caída de tensión en primer capacitor (VC1) servirá para cargar el segundo capacitor de forma directa y lograr disparar el SCR. Nuevamente, el efecto es lograrlo más allá de los 90º. Aquí cabe hacer un comentario, la constante de tiempo de R3C debe ser cercana al menor valor del intervalo de ajuste del disparo del SCR. Las constantes de tiempo son (R1+R2)•C y . R3•C. Ejemplo:

Página 113 de 126

Considere el circuito de la figura 3.13. El valor de C1 = 0,068 µF y el de C2 = 0,033 µF, y que el intervalo de ajuste del disparo del SCR es de 2 ms a 25 ms. Calcular entonces el valor de los resistores R1, R2 y R3 para lograr esto. Respuesta: R1 = 29,4 kΩ R2 = 338,25 kΩ Y si asumimos un tiempo de 5 ms para la segunda constante de tiempo: R3 = 151,52 kΩ Métodos de extinción del SCR cuando se maneja en corriente continua. Extinción del SCR interrumpiendo el circuito mediante un cortocircuito (Figura 4.14 (a) y (b)) o introduciendo una corriente inversa usando una fuente auxiliar (Figura 4.14 (c)) o un capacitor (Figura 4.14 (d) y (e)).

Fig. 4.14 Circuito por metodo de extinción del SCR.

Página 114 de 126

TEMA 3 TRANSISTORES BIPOLARES DE POTENCIA Objetivo de aprendizaje: 3. Analizar las configuraciones de potencia para los transistores bipolares y el encendido de dispositivos de potencia, utilizando diferentes tipos de tiristores. Criterio de aprendizaje: 3.1. Analizar las configuraciones de potencia para los transistores bipolares y diferentes tipos de tiristores. TRANSISTOR MONOUNION (UJT). El transistor monounión (UJT) se utiliza generalmente para generar señales de disparo en los SCR. En la fig.4.15 se muestra un circuito básico de disparo UJT. Un UJT tiene tres terminales, conocidas como emisor E, base1 B1 y base2 B2. Entre B1 y B2 la monounión tiene las características de una resistencia ordinaria (la resistencia entre bases RBB teniendo valores en el rango de 4.7 y 9.1 K). Cuando se aplica el voltaje de alimentación Vs en cd, se carga el capacitor C a través de la resistencia R, dado que el circuito emisor del UJT está en estado abierto. La constante de tiempo del circuito de carga es T1=RC. Cuando el voltaje del emisor VE, el mismo que el voltaje del capacitor llega a un valor pico Vp, se activa el UJT y el capacitor se descarga a través de RB1 a una velocidad determinada por la constante de tiempo T2=RB1C. T2 es mucho menor que T1. Cuando el voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle Vv, el emisor deja de conducir, se desactiva el UJT y se repite el ciclo de carga. El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para activar el SCR. El periodo de oscilación, T, es totalmente independiente del voltaje de alimentación Vs y está dado por: T = 1/f = RC ln 1/1-n

Página 115 de 126

Fig.4.15 Circuito básico de disparo de un UJT

TRANSISTOR MONOUNION PROGRAMABLE. El transistor monounión programable (PUT) es un pequeño tiristor que aparece en la fig.4.16. Un PUT se puede utilizar como un oscilador de relajación, tal y como se muestra en la Fig.7b. El voltaje de compuerta VG se mantiene desde la alimentación mediante el divisor resistivo del voltaje R1 y R2, y determina el voltaje de punto de pico Vp. En el caso del UJT, Vp está fijo para un dispositivo por el voltaje de alimentación de cd, pero en un PUT puede variar al modificar al modificar el valor del divisor resistivo R! y R2. Si el voltaje del ánodo VA es menor que el voltaje de compuerta VG, le dispositivo se conservará en su estado inactivo, pero si el voltaje de ánodo excede al de compuerta en una caída de voltaje de diodo VD, se alcanzará el punto de pico y el dispositivo se activará. La corriente de pico Ip y la corriente del punto de valle Iv dependen de la impedancia equivalente en la compuerta RG = R1R2/(R1+R2) y del voltaje de alimentación en cd Vs. N general Rk está limitado a un valor por debajo de 100 Ohms. R y C controlan la frecuencia junto con R1 y R2. El periodo de oscilación T está dado en forma aproximada por: T = 1/f = RC lnVs/Vs-Vp = RC ln (1+R2/R1)

Fig.4.16 Circuito de disparo para un PUT.

CIRCUITO EQUIVALENTE DE UN TRIAC Se puede considerar a un TRIAC como si fueran dos SCR conectados en antiparalelo, con una conexión de compuerta común, como se muestra en la Fig. 4.17. Dado que el TRIAC es un dispositivo bidireccional, no es posible identificar sus terminales como ánodo y cátodo. Si la terminal MT2 es positiva con respecto a la terminal MT1, se Página 116 de 126

activará al aplicar una señal negativa a la compuerta, entre la compuerta y la terminal MT1. No es necesario que esten presentes ambas polaridades en las señales de la compuerta y un TRIAC puede ser activado con una sola señal positiva o negativa de compuerta. En la práctica, la sensibilidad varía de un cuadrante a otro, el TRIAC normalmente se opera en el cuadrante I (voltaje y corriente de compuerta positivos) o en el cuadrante III (voltaje y corriente de compuerta negativos).

Fig.4.17 Circuito equivalente de un TRIAC

3.1.1. Comprobar el encendido de dispositivos de potencia , utilizando diferentes tipos de tiristores. MODOS DE FUNCIONAMIENTO DE UN TRIAC: El TRIAC puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la aplicación entre los terminales puerta y T1 de un impulso positivo o negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito de disparo. A continuación se verán los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro modos de disparo posibles. Modo I + :

Terminal T2 positiva con respecto a T1. Intensidad de puerta entrante.

Funcionan las capas P1N1P2N2 como tiristor con emisor en corto circuito, ya que la metalización del terminal del cátodo cortocircuita parcialmente la capa emisora N2 con la P2. La corriente de puerta circula internamente hasta T1 , en parte por la unión P2N2 y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a P2 que es favorecida en el área próxima a la puerta por la caída de tensión que produce en P2 la circulación lateral de corriente de puerta. Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1, que bloquea el potencial exterior, y son acelerados por ella iniciándose la conducción.

Página 117 de 126

Modo I - : Terminal T2 positivo respecto a T1. Intensidad de puerta saliente. El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2. El disparo de la primera se produce como un tiristor normal actuado T1 de puerta y P de cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de potencial positivo. La unión P2N1 de la estructura principal que soporta la tensión exterior, es invadida por electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción. Modo III + : Terminal T2 negativo respecto a T1. Intensidad de puerta entrante. El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en conducción la estructura P2N1P1N4. La inyección de electrones de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I +. Los que alcanzan por difusión la unión P2N1 son absorbidos por su potencial de unión, haciéndose más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente el área de la unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1, provocándose una inyección de huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de bloquear la tensión exterior y se produce la entrada en conducción. Modo III - :

Terminal T2 negativo respecto a T1. Intensidad de puerta saliente.

También se dispara por el procedimiento e puerta remota, conduciendo las capas P2N1P1N4. La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1. La tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más positivamente que la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción. Los cuatro modos de disparo descritos tienen diferente sensibilidad. Siendo los modos I + y III - los más sensibles, seguidos de cerca por el I -. El modo III + es el disparo más difícil y debe evitarse su empleo en lo posible. El fabricante facilita datos de características eléctricas el bloqueo, conducción y de dispar por puerta de forma similar a lo explicado para el tiristor.

Página 118 de 126

Fig.4.18 Características V-I de un TRIAC

Página 119 de 126

TEMA 4 OTROS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA Objetivo de aprendizaje: 4. Comprobar el funcionamiento de un puente H para controlar cargas inductivas. Criterio de aprendizaje: 4.1 Analizar el funcionamiento de un puente H para controlar cargas inductivas. PUENTE H.- ("Cómo manejar un motor desde un circuito digital") Los puentes-H (llamados "H BRIDGES" en inglés) son circuitos que permiten controlar motores eléctricos de corriente directa en dos direcciones desde un circuito digital (TTL, CMOS, el puerto de una computadora, desde un microcontrolador, etc...). Se les llama "Puentes H" porque precisamente su forma recuerda (muy vagamente) a una letra "H". Vamos a empezar por el primer problema que se tiene cuando se quiere controlar desde un circuito digital un dispositivo electromecánico (ya sea un motor, un relevador, un alambre muscular o un stepper): ¿Cómo conectarlo? Pues el más importante consejo es: NUNCA lo conectes directamente a la salida digital de tu circuito. Por dos razones que mencionaremos a continuación: Razón 1: Un circuito digital tradicional generalmente no tiene la capacidad de corriente necesaria para hacer que un motor eléctrico de vueltas (y mucho menos capacidad tiene el puerto paralelo de una computadora). Si conectas directamente un motorcito, un foco incandescente o algun otro elemento que consuma mucha corriente, lo más probable es que tu circuito se sobrecaliente y se queme en unos segundos. La manera más sencilla de manejar un elemento electromecánico pequeño con un circuito digital es utilizando un TRANSISTOR como interruptor. Así tu circuito digital solo prende y apaga el transistor (eso sí se puede) y el transistor es el que prende y apaga el motor. Razón 2: Casi todos los dispositivos electromecánicos (aunque sean pequeños) son muy inductivos. ¿Qué significa eso? En español simple significa que no permiten ser apagados de golpe. Es decir, cuando tú desconectas un motor eléctrico que está funcionando, el motor (debido a que es un dispositivo inductivo) trata todavía de mantener por una fracción de segundo la corriente circulando a través de él (es más o menos como si se resistiera a morir). Y durante este pequeñísimo tiempo puede generarse una chispa en la parte del circuito que realizó la desconexión. Esta chispa puede muy fácilmente dañar circuitos electrónicos. Según el tamaño del motor y según la corriente que esté utilizando, esta chispa puede o no ser visible, pero siempre existe a menos que se coloque en paralelo con el motor un diodo de protección. Este diodo tiene como finalidad servir de "desahogo" para esta corriente residual que aparece después de que se apaga el motor. Así que, muy en

Página 120 de 126

resumen, este es el circuito que necesitamos para prender y apagar un motor eléctrico pequeño de corriente directa desde un circuito digital:

Fig. 4.19 Circuito básico.

Este es sólamente un circuito muy básico que te puede dar una idea de cómo diseñar el tuyo. Para saber qué tipo exacto de transistor utilizar, qué tipo de diodo y qué tipo de resistencia, tienes que saber primero cuánta corriente necesita tu motor para funcionar (puedes medirla con un ampérmetro) y en base a eso buscas el diodo y el transistor más adecuados. Incluso puedes utilizar más de un transistor (conectándolos en configuración Darlington). Eso se hace en caso de que la corriente que necesite tu motor sea mayor que la que te puedan dar los transistores que tengas disponibles. Por ejemplo, si deseas prender y apagar el motor de un walkman puedes utilizar un circuito como este (se utilizaron dos transistores en configuración Darlington):

Fig. 4.20 Circuito configuración Darlington.

NOTA: No se garantiza que este circuito sirva para todos los motores de todos los walkman´s de todas las marcas, pero es un buen punto de inicio. Si su motor se mueve demasiado rápido, entonces usen una resistencia de un valor un poco mayor (400 o 500 ohms por ejemplo). Esta es básicamente la forma en que un circuito digital puede prender y apagar un motor. Ahora bien, ¿cómo hacer para que el motor se mueva hacia adelante y hacia atrás? (es decir, en dos direcciones). Pues es aquí donde entran los PUENTES H.

Página 121 de 126

Diagrama esquemático de un puente H. Un puente H es básicamente un arreglo de cuatro interruptores acomodados de la siguiente manera:

Fig. 4.21 Puente H.

Estos interruptores (A,B,C y D) pueden ser de transistores bipolares (como el de arriba), de MOSFET, de JFET, de relevadores o de cualquier combinación de elementos. El punto central es: los puentes H se utilizan para que un motor eléctrico de corriente directa funcione en dos sentidos (adelante y atrás) sin tener que manejar tensiones negativas. Si se cierran solamente los contactos A y D la corriente circulará en un sentido a través del motor (o del relevador o de cualquier sistema que esté conectado ahí en medio), y si se cierran solamente los contactos B y C la corriente circulará en sentido contrario. De preferencia nunca cierres los contactos A y B al mismo tiempo (tampoco C y D) porque podrías fundir un fusible en alguna parte. Observa también que un puente H necesita de cuatro diodos de protección para el motor.

Fig.4.22 Conexión puente H para motor.

Página 122 de 126

Página 123 de 126

Resultado de aprendizaje: 4.1.1. Comprobar un puente H para controlar cargas inductivas Lista de componentes para realizar un puente en H con montaje Darlington: 4 transistores npn BC548 (en el esquema serían los: A, C, E y G)

VmCB=30v; VmCE=20v; Ic=200mA (transistores equivalentes: BC309, 2N6003)

4 transistores npn BD135

(en el esquema serían los: B, D, F y H)

VmCB=45v; VmCE=45v; Ic=1A (transistores equivalentes: BD169, 2N4923) Numeración corregida 2 diodos 1N4007 (en el esquema Di, Dd) 2 resistencias de 1k ( en el esquema Ri, Rd) 2 resistencias de 4k7 (en el esquema las Re)

Puente H con LM 386 Cuando pretendemos controlar cargas inductivas con un microcontrolador, nos encontramos que no podemos realizarlo directamente. Debemos usar un "driver" o exitador para separar la señal emitida por el microcontrolador, del circuito inductivo o de potencia. Para esto se necesita un Puente H que puede armarse de distintas formas. Elegimos este circuito integrado por ser de fácil adquisición y económico, además se evita el trabajo de armar un Puente H con componentes discretos. Este circuito permite realizar un Puente H para hacer girar motores de CC en ambas direcciones, del tipo de los que se utilizan en juguetes, radio grabadores, lectoras de CDs, etc.

Página 124 de 126

Con dos integrados (4 LM 386) se pueden controlar motores paso a paso de cuatro terminales.

Fig. 4.23 Puente H con LM386.

El conexionado no es el mismo que se utiliza cuando se emplea el LM 386 como amplificador de audio, esto se hace para lograr un comportamiento casi digital. El funcionamiento es muy simple, poniendo en estado alto uno de los pines de entrada, el motor DC gira en un sentido. Al invertir el estado de los pines de entrada, gira en el otro. Con los dos pines en alto o en bajo simultáneos no gira.

Página 125 de 126

BIBLIOGRAFIA

[1] T. J. Maloney, Electrónica Industrial Moderna, Prentice Hall, Tercera Edición, Distrito Federal, México. 1997.

[2] P. C. SEN, Thyristor DC Drives, Krieger Publishing Company, Malabar, Florida, USA. 1991.

Página 126 de 126