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Universidad Nacional de San Agustín Facultad de Ingeniería de Producción y Servicios Escuela Profesional de Ingeniería Electrónica

Curso:

Electrónica Análoga 2 Proyecto

Amplificador clase D Integrantes: TARIFA VALDEZ, Elmer Rufo 20110809

CUI

RAMOS PARQUI, Wilson Omar 20123563

CUI

PALOMINO ARELA QUISPE, Darwin Jesús 20130506

CUI:

DOCENTE: Ing. Ronald COAGUILA GÓMEZ

Fecha: 02/01/2017

INDICE CAPITULO 1 1.MARCO TEORICO…...................................................................................... .................2 1.1. INTRODUCION A LAS FUENTES CONMUTADAS ............ …………………………………………….2 1.2.1 Topologias ........................................................................................................3 1.2.1.1 Configuración flyback....................................................................... 4 1.2.1.2 Configuración PushPull................................................................... 5 1.2.1.3Configuración Semipuente…………………………………………………….………6 1.2.1.4 Configuración Puente completo (Bridge) ……………………………..……… 7 1.2 FUNCIONAMIENTO DE UNA FUENTE CONMUTADA POR ETAPAS 1.2.1 Etapa de Rectificación…………………………………………………………………….……….……8 1.2.2 Etapa filtro……………………………………………………………………………………... ……………9 1.2.3 Transistor de conmutación. ……………………………………….. ………………………………10 1.2.4 Transformador. …………………………………………………….……. ………………………...……10 1.2.5 Rectificador y filtro de salida………………………………………. ……………..……….………12

1.3 INTRODUCCION A EL AMPLIFICADOR CLASE D.................................. 13 1.3.1. Funcionamiento amplificador clase D .................................................. 13 1.3.2. Topologias .............................................................................................17 1.3.2.1 Configuración Half bridge...................................................... 17 1.3.2.2 Configuración Full bridge........................................................18

1.3.3. Parámetros en amplificadores de audio de potencia...........................19 1.3.3.1 Eficiencia..................................................................................................................... ...19 1.3.3.2 Potencia de salida.................................................................. 20 1.3.3.3 Distorsión ............................................................................... 20 1.3.3.4 Distorsión Armónica Total (THD: Total Harmonic Distortion) . 21 CAPITULO 2 2. DISEÑO DE LA FUENTE Y EL AMPLIFICADOR......................................................22 2.1. DISEÑO DE LA FUENTE ............................................................................. 22 2.1.1. Deescripcion……………………………………………..................................... .......22 2.1.2 Diagramas de bloques de la fuente switching. …...................................22 2.1.3. Principio de Funcionamiento…………………….......................................... 23 2.1.4. Estudio y características de los Elementos…........................................ 23 2.1.4.1.Análisis de Protecciones ..........................................................23 2.1.4.2. Rectificador de entrada......................................................... .24 2.1.4.3. Filtrado .................................................................................. .26 2.1.4.4. La fuente StandBy .................................................................. 28 2.1.4.5. Circuito PWM y switcheo ...................................................... 31 2.1.4.6. Etapa conmutadora ............................................................... 35 2.1.4.7. Diseño del transformador ..................................................... 37 2.1.4.8. Etapa rectificadora de salida................................................. 41 2.1.4.9. Etapa de filtro de salida......................................................... 43 2.1.4.10 Diseño de las placas en EAGLE ............................................. 44

2.2. DISEÑO DEL AMPLIFICADOR ...............................................................................46 2.2.1. Estudio y características de los elementos............................................. .46 2.2.1.1. Etapa de control y oscilación (LM311) ...........................................47 2.2.1.2. Driver y Control Para El MOSFET (IR2110).................................... 48 2.2.1.3. Cálculo de los MOSFET (IRFP260) ................................................ 49 2.2.1.4. Cálculo teórico de eficiencia del amplificador.............................. 50 2.2.1.5. Filtro de salida .............................................................................. 50 2.2.1.6. Respuesta en frecuencia .............................................................. 51 2.2.1.7. Potencia del amplificador ............................................................. 51 2.2.2. Diseño de la placa en EAGLE....................................................................53 2.2.2.1. Esquemático.............................................................................................. 54 2.2.2.2. Board...................................................................................... 54 2.3. DISEÑO DEL PREAMPLIFICADOR ............................................................................ 55 2.3.1. Esquemático ............................................................................................... 55 2.3.2. Board........................................................................................................... 55 2.3.3. Montaje de los componentes ..................................................................... 56 2.4. IMPLEMENTACIÓN DEL PROYECTO ........................................................................57 CONCLUSIONES.......................................................................................... ........................ 58 BIBLIOGRAFIA......................................................................................... ...................... 60

0

1.1

CAPITULO 1 MARCO TEORICO INTRODUCION A LAS FUENTES CONMUTADAS

Las fuentes conmutadas son aquellos sistemas de alimentación cuyos componentes activos trabajan en régimen de conmutación, generando señales variables en el tiempo. Estos sistemas absorben energía de la red cuando ésta es requerida por el circuito de utilización y siempre en la cantidad solicitada por dicho circuito. Fueron desarrolladas inicialmente para aplicaciones militares y aerospaciales en los años 60, por ser inaceptable el peso y volumen de las lineales. Se han desarrollado desde entonces diversas topologías y circuitos de control, algunas de ellas son de uso común en fuentes conmutadas para aplicaciones industriales y comerciales. Su aspecto y diseño varían en función de la aplicación, con bastidor abierto o cerrado, como se muestra en la Figura 1.1

Figura 1.1: Aspecto de las fuentes conmutadas Este tipo de fuentes emplean altas frecuencias de conmutación, lo que conlleva una compactación y ligereza de peso en la fuente, debido a que el elemento que mayor volumen y peso posee es el transformador. 1

Los elementos pasivos y activos son pequeños, reduciendo así los dispositivos de disipación y el espacio físico que utilizan, lo que a su vez conlleva un bajo costo. Además, poseen un amplio rango de tensión de entrada ya que variando el ciclo de trabajo, estas variaciones pueden ser fácilmente compensadas. Como desventajas pueden considerarse su mayor complejidad de diseño, emisión de señales de interferencia de radiofrecuencia y menor velocidad de respuesta ante bruscas variaciones de la carga. Las dos últimas desventajas son superadas mediante un adecuado diseño, requiriendo de un diseño más complejo, y para poder amortizarse en la producción de un elevado número de unidades, resulta en un incremento marginal del costo. El desarrollo de la tecnología en la electrónica de potencia ha permitido que se utilice elementos como el MOSFET de potencia para su construcción, que por sus características de conmutación en alta potencia junto a los diodos de alta velocidad se han convertido en la base del diseño de este tipo de fuentes, más eficientes y de mayor capacidad. Un elemento adicional para la construcción son los superiores materiales electromagnéticos actuales, con mejores características de reluctancia, permeabilidad y menos pérdidas. Un diagrama de bloques representativo de una fuente conmutada se enseña en la Figura 1.2.

Figura 1.3 Diagrama de bloques de una fuente conmutada

1.2 TOPOLOGIAS Para una fuente en modo de conmutación existen básicamente cuatro configuraciones, la siguiente tabla proporciona algunas características generales de cada una: 2

Tabla 1.1 Características generales de las configuraciones para fuentes en modo de conmutación

1.2.1 Configuración flyback Dada su sencillez y bajo costo, es la topología preferida en la mayoría de los convertidores de baja potencia (hasta 100 w). En la Figura se muestran los principios de esta topología de fuente conmutada. Cuando «T» conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador, diseñado con alta inductancia para almacenar energía a medida que el flujo magnético aumenta. La disposición del devanado asegura que el diodo «D» está polarizado en sentido inverso durante este período, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando «T» se bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el secundario que carga el condensador a través del diodo alimentando la carga. Es decir, en el campo magnético del transformador se almacena la energía durante el período «ON» del transistor y se transfiere a la carga durante el período «OFF» (FLYBACK). El condensador mantiene la tensión en la carga durante el período «ON». La regulación de tensión en la salida se obtiene mediante comparación con una referencia fija, actuando sobre el tiempo «ON» del transistor, por tanto la energía transferida a la salida mantiene la tensión constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensión de entrada. La variación del período «ON» se controla por modulación de ancho de pulso (PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas más sencillos por auto oscilación variando la frecuencia en función de la carga. 3

Figura 1.4 Topología Flyback 1.2.2Flyback de salidas múltiples La Fig.1.3 muestra la simplicidad con que pueden añadirse salidas aisladas a un convertidor Flyback. Los requisitos para cada salida adicional son un secundario auxiliar, un diodo rápido y un condensador. Para la regulación de las salidas auxiliares suele utilizarse un estabilizador lineal de tres terminales a costa de una pérdida en el rendimiento.

Figura 1.5 Topología Flyback salidas múltiples

1.2.3 Configuración Push-Pull La configuración Push-Pull es como se muestra en la Figura 1.1 ; el funcionamiento de ésta se puede describir en dos estados; en el primer 4

estado se activa el transistor Q1 el cual hace que el voltaje de entrada Vs aparezca en una de las mitades del bobinado primario, cuando se activa Q2 el voltaje Vs aparece en la otra mitad del bobinado pero en sentido contrario esto hace que por la combinación de los dos efectos, sobre el bobinado primario aparezca un voltaje que oscila entre –Vs y Vs, reflejándose también en una tensión alterna en el secundario, obviamente afectado por la relación de transformación dada por el transformador.

Figura 1.6 topología PUSH-PULL

1.2.3 Configuración Semipuente Es la topología más utilizada para tensiones de entrada altas (de 200 a 400v) y para potencias de hasta 2000w. En la Fig.1.7 se aprecia que el primario del transformador está conectado entre la unión central de los condensadores del desacoplo de entrada y la unión de la fuente de T1 y el drenador de T2. Si se dispara alternativamente los transistores T1 y T2 conecta el extremo del primario a +300v y a 0v según corresponda, generando una onda cuadrada de 155v de valor máximo, la cual con una adecuada relación de espiras, rectificada y filtrada se obtiene la tensión de salida deseada Una ventaja de este sistema es que los transistores soportan como máximo la tensión de entrada cuando están en «OFF», mientras que en los sistemas Flyback, Push-Pull y Forward, esta tensión es cuando menos el doble. Ello permite, cuando la tensión de entrada es la red rectificada, la utilización de transistores de 400 a 500v, mientras que en las otras configuraciones se requerirían transistores de 800 a 1000v.La regulación se logra comparando una muestra de la salida con una tensión de 5

referencia para controlar el ancho del estado de conducción de los transistores. Algunas de las ventajas del semipuente son:  Núcleos más pequeños.  Baja dispersión de flujo magnético.  La frecuencia en los filtros de salida es el doble de la frecuencia de conmutación.  Filtro de reducidas dimensiones.  Bajo ruido y rizado de salida.  Fácil configuración como salidas múltiples.  Ruido radiado relativamente bajo. La mayor desventaja consiste en que el primario del transformador trabaja a la mitad de la tensión de entrada y por tanto circula el doble de corriente por los transistores que en el caso de topología puente que se verá a continuación.

Figura 1.7 topología Semi Puente 1.2.4 Configuración Puente completo (Bridge) Para potencias superiores a 2000w, las corrientes en los transistores de conmutación son excesivas. La Fig. 8 muestra la topología básica de un convertidor puente, donde los transistores en ramas opuestas del puente T1 y T4 son disparados en fase y T2 y T4 en contrafase. La amplitud de la onda cuadrada en el primario del transformador es por tanto de 310v, doble que en la topología semipuente y por tanto mitad de corriente para una misma potencia. El empleo de cuatro transistores que deben ser excitados por separado, hace que el circuito de disparo sea más complejo. Si la conmutación en ambas ramas está algo desbalanceada hace que aparezca una componente continua en el transformador produciendo la 6

saturación del núcleo magnético, se evita con la introducción del condensador C1 en serie con el primario del transformador. En esta configuración cada transistor funciona mitad de ciclo existiendo un tiempo muerto entre el disparo de cada transistor, cuyo porcentaje depende de la aplicación y por ende del diseño. Este método de control de fuentes se ha incrementado últimamente al disponer de circuitos integrados que incluyen PWM y control en modo corriente en el mismo encapsulado. El sistema de control en modo corriente utiliza doble bucle de realimentación. Uno es el clásico vía amplificador de error y el segundo bucle toma una muestra de la corriente de la inductancia de salida en el primario del transformador y la compara con la salida del amplificar de error. El transistor de conmutación se activa mediante pulso de reloj interno pero deja de conducir cuando la corriente de la inductancia anula la salida del amplificar de error. Las ventajas de esta topología son:  Una mejor respuesta a demandas transitorias.  Mayor estabilidad dinámica.  Fácil limitación de la corriente  Reparto de carga en configuraciones en paralelo. Un control regulado solo en tensión es un sistema de tercer orden que requiere compensación para limitar la ganancia del bucle a altas frecuencias por lo que las prestaciones dinámicas son pobres con tendencia a oscilaciones cuando están sometidos a transitorios importantes. Con el complemento del control en modo corriente, el bucle abierto se convierte en un sistema de primer orden, facilitando la estabilización y el control. Al mismo tiempo se reduce el problema de las Interferencias Electro Magnéticas (EMI) al evitarse las oscilaciones que se generan en condiciones transitorias.

7

Figura 1.8 topología Puente (bridge) 1.3 FUNCIONAMIENTO DE UNA FUENTE CONMUTADA POR ETAPAS

Figura 1.9 Funcionamiento por etapas 1.3.1 Etapa de Rectificación. Para convertir la corriente alterna en continua, necesitamos de un componente semiconductor, es decir que deja pasar la corriente solo bajo unas determinadas condiciones. Los diodos pueden conectarse de forma que inviertan el signo de uno de los semiciclos. De esta forma, en vez de eliminar un semiciclo, se consigue aprovechar, para sacar el máximo rendimiento de la corriente de entrada. 8

Figura 1.10 Puente rectificador.

1.3.2 Etapa filtro Un condensador es, básicamente, un componente fabricado a base de capas conductoras separadas por un elemento aislante. Las capas están muy cerca unas de otras, lo que permite que los electrones, al tener carga negativa, se vean atraídos por la capa con carga positiva. Este comportamiento hace que el condensador se convierta en una especie de batería con muy poca carga. Al aplicar corriente, el condensador se carga, y al desconectarlo, se descarga a través de los componentes conectados. El condensador a la salida de un rectificador de onda completa transforma la señal, que es similar a la figura. Como ves, se parece más a una corriente continua que usando un rectificador de media onda. Como la caída es más corta, se puede utilizar un condensador de menor capacidad, haciendo el circuito más barato y compacto.

Figura 1.11 Condensador para filtro.

9

1.3.3 Transistor de conmutación. Podemos imaginar un interruptor que se conecta y desconecta constantemente. El resultado es una forma de onda rectangular. En lugar de un interruptor, usamos un transistor, que permite trabajar a grandes velocidades, pudiendo cambiar su estado en pocos nanosegundos. En la práctica, los transistores utilizados suelen ser MOSFET e IGBT, porque sus características son más apropiadas que los transistores bipolares. Para conmutar al Mosfet en este caso se utilizara regulación por ancho de pulso, para regular la tensión y la corriente de salida se utiliza un generador PWM que son las siglas de Pulse Width Modulation, que traducido significa Modulación por Ancho de Pulsos. Las fuentes de alimentación conmutadas incorporan generalmente un circuito integrado que realiza la regulación PWM, además de muchas otras funciones, como la protección contra cortocircuito, contra sobretensiones, corrección de errores, arranque suave, etc.. Básicamente, el regulador genera una señal PWM en función de la tensión de salida de la fuente. Cuando la tensión de salida supera el valor deseado, estrecha los pulsos de corriente, y así el transformador recibe menos energía. Al caer la tensión de salida realiza la función contraria. De este modo, la tensión de salida se mantiene constante, aunque varíe la carga aplicada. Para ciertas aplicaciones, donde la carga varía muy rápidamente, el circuito debe tener una respuesta inmediata para prevenir altibajos en la salida. El regulador también puede incorporar una entrada que se conecta a una resistencia shunt, para medir la corriente que consume el equipo. 1.3.4 Transformador. Un transformador, básicamente es un conjunto de dos bobinas que comparten el mismo núcleo. Una de las bobinas convierte la corriente en energía electromagnética, y la otra hace justo lo contrario. La bobina que recibe la corriente se conoce como bobinado primario, y la que genera corriente se llama bobinado secundario, al igual que ocurría en la etapa del PFC, la bobina recibe una corriente eléctrica, y como ocurre con cualquier conductor, una parte de esa corriente se convierte en un campo electromagnético.

1 0

Cambiando la relación de espiras también cambiamos la relación de tensiones. Si, por ejemplo, el bobinado primario tiene el mismo número de espiras que el secundario, la tensión de salida será igual a la de entrada. La relación de transformación será 1:1. Este tipo de transformador solo resultaría interesante como aislamiento de seguridad. Si el bobinado primario tiene 100 espiras y el secundario tiene 10, la tensión de salida será 10 veces menor que la de entrada. La relación será 1:10. Si el primario tuviera 5 y el secundario 500, la tensión de salida sería 100 veces la de entrada (1:100).

Figura 1.12 Tensión en el primario y en el secundario. Transformadores de pulsos: Su forma es similar a la de los transformadores de chapas en E, pero los núcleos están fabricados de materiales como la ferrita. Trabajan a altas frecuencias, lo que permite reducir las pérdidas, y además obtener una mayor corriente de salida, con un tamaño mucho menor que el de los transformadores lineales. La principal particularidad de este tipo de transformadores, es que el núcleo está “afinado” a una frecuencia. Por lo tanto, no podemos intercambiar transformadores que trabajen en distintos rangos de frecuencias.

1 1

Figura 1.13 transformador de pulsos

1.3.5 Rectificador y filtro de salida El motivo es que esta corriente es de alta frecuencia. Esto quiere decir que los pulsos estarán mucho más juntos, y será muy fácil filtrarlos para conseguir una corriente continua. Para esta función se utilizan los diodos ultrarrápidos, o diodos Schottky. Su símbolo es distinto al de los diodos rectificadores normales En las fuentes de alimentación más potentes es habitual encontrar el diodo de la figura, que suele tener un encapsulado similar al de un transistor

. Figura 1.14 transformador de pulsos Tal como ocurre con el rectificador del primario, a la salida también es necesario montar un componente que suavice el rizado. Como ya he dicho, con

un

condensador

de

poca

capacidad

es

suficiente.

Precisamente por la facilidad de filtrar el rizado, también se utilizan 1 2

bobinas en serie. Las bobinas presentan una serie de ventajas, entre las que podemos destacar estas: 

Se puede filtrar una gran corriente aumentando la sección del hilo que forma la bobina (figura 4).



No hay desgaste, como ocurre en los condensadores electrolíticos.



No se ven afectadas por las altas temperaturas.

.

1.3 INTRODUCCION A EL AMPLIFICADOR CLASE D 1.3.1. FUNCIONAMIENTO AMPLIFICADOR CLASE D Para el caso de esta evaluación, el circuito a comparar es un Amplificador clase D que está basado en un convertidor medio puente como el mostrado en la figura1.5. Este convertidor media-puente en que se basa el amplificador clase D, se muestra en el circuito de la figura 1.6 Tiene 6 etapas de funcionamiento las cuales son descritas a continuación en función de su diagrama de tiempo que se muestra en la figura 1.7. Estas etapas de funcionamiento son para la operación del amplificador en régimen permanente.

1 3

Figura 1.15Convertidor media puente utilizado.

Figura 1.16 Diagrama de tiempo para la activación de los mosfets del convertidor.

ETAPA 1, Primera transferencia de energía En esta etapa ya está activado M1 y la corriente comienza a crecer desde cero. En esta etapa comienza la acumulación de energía en el inductor LO. C1 está totalmente descargado y C2 está cargado al valor +E. Todo esto ocurre entre t0 y t1. La figura 1.7 corresponde a esta etapa.

Figura 1.17 Etapa 1, primera transferencia de energía

ETAPA 2, Primera conmutación. 1 4

Esta etapa comienza cuando se desactiva M1, entrando el sistema en un tiempo muerto generado por compuertas inversora y no inversoras. Es en este momento en el cual C2 se descarga a cero voltios a través de la carga RL, antes que C1 que se carga al valor de tensión +E cuando se activa M2 al finalizar Este período. Esto comienza en t1 y termina en t2. Ver figura 1.3.4.El tiempo muerto es utilizado para no generar pérdidas por la descarga del condensador intrínseco del dispositivo mosfet sobre sí mismo cuando éste entra en conducción

Figura 1.18 Etapa 2, primera conmutación

1 5

ETAPA 3, Primera regeneración de energía Esta etapa comienza cuando M2 ya está activado, con C1 cargado al valor de tensión +E y C2 con tensión cero. La corriente por efecto de carga inductiva sigue circulando en el mismo sentido a través del diodo volante, intrínseco del mosfet, D2. Esto se observa en la figura 1.3.5. Esto ocurre entre los tiempos t2 y t3.

Figura1.19 Primera regeneración de energía ETAPA 4, Segunda transferencia de energía Esta etapa comienza cuando la corriente cruza por cero, ya que se polariza inversamente el diodo D2 debido principalmente a que en ese momento cambia el sentido de circulación de la corriente a través de la carga. Ver figura 1.3.6. Esto ocurre entre t3 y

Figura1.20 Segunda transferencia de energía

ETAPA 5, Segunda conmutación En esta etapa ocurre la segunda conmutación. La cual comienza cuando se desactiva M2 entrando el sistema, nuevamente, en un tiempo muerto generado por compuertas inversoras y no inversoras. Es en este momento en elcual C1 se descarga a cero voltios a través de la carga RL antes que C2, que se carga al valor de tensión +E cuando se activa M1 al finalizar este período. Ver figura 1.3.7. Esto ocurre entre t4 y t5.

Figura1.21 ETAPA 5, Segunda conmutación ETAPA 6, Segunda regeneración de energía Esta etapa comienza cuando M1 ya está activado, de la misma forma que en la etapa 1, la corriente por efecto de carga inductiva sigue circulando en el mismo sentido a través del diodo volante D1 intrínseco del mosfet, hasta que se hace nula invirtiendo su sentido. Ver figura 1.3.7. Esto ocurre en el período entre t5 y t6.

Figura1.22 ETAPA 6, Segunda regeneración de energía Esto hace que M1 conduzca, creciendo la corriente en la carga, en sentido contrario al del ciclo anterior dando comienzo así nuevamente a la etapa 1.

A continuación se muestra el diagrama básico de un amplificador clase D

Figura 1.23 diagrama de bloques del Amplificador clase D

1.3.2.

TOPOLOGIAS

1.3.2.1 Configuración Half bridge Obviamente medio puente es más simple y tiene más flexibilidad como un amplificador de medio puente se puede salvar como con topologías clásicas.

Figura 1.24 Configuración Half bridge Puerta de conducción (cuando no se usa simetría complementaria)

Para garantizar la rápida subida/caída de los MOSFET, la puerta del conductor debe proporcionar una alta corriente para la carga y descarga de la capacitancia de la puerta durante el intervalo de conmutación. Por lo general, 20 - 50 ns de subida / caída es lo que se necesita, que requiere un aproximado de 1 A de corriente de compuerta. Tenga en cuenta que los esquemas se muestra el uso tanto de NMOSFETs. Aunque algunos diseños utilizan N y P dispositivos de canal complementario, no es óptimo implementarlos, debido a la dificultad de obtener los dispositivos adecuados P y N pares. Así que vamos a concentrar en la de canal-N de sólo el medio puente. Tenga en cuenta que, con el fin de conducir un MOSFET de una tensión por encima de debe estar presente entre su puerta y la fuente. El MOSFET inferior tiene su fuente conectada a Vss, por lo que su circuito de control tiene que ser referido a ese nodo en lugar de GND. Sin embargo, el MOSFET superior es más difícil de conducir, ya que su origen es continuamente variable entre +Vdd y –Vss (menos cae debido a la resistencia). Sin embargo, su conductor debe estar también conectado al nodo de conmutación y, por lo que es más, para el control sobre el estado, la tensión debe estar varios voltios por encima de +Vdd para una tensión Vgs positivo se crea cuando está en el Q1. Estotambién implica un cambio de voltaje para el circuito modulador se puede comunicar correctamente con el controlador. Esta es una de las principales dificultades de la clase D de diseño: control de puerta.

1.3.2.2 Configuración Full bridge Puente completo requiere que los dispositivos de salida nominal de la mitad de la tensión como un amplificador de puente de la mitad de la misma potencia, pero es más complicado. Es como si se conectarán 2 dispositivos half bridge, también es llamada de simetría complementaria.

Figura 1.25 Configuración FULL BRIDGE

1.3.3PARÁMETROS Y ESPECIFICACIONES EN AMPLIFICADORES DE AUDIO DE POTENCIA Los parámetros importantes corresponden a variables esenciales para que la comparación a realizar sea lo más objetiva posible a la hora de elegir el amplificador más eficiente. Las especificaciones por su parte, son las condiciones mínimas que deben cumplir los amplificadores para que puedan ser comparados de la manera más objetiva posible.

1.3.3.1 Eficiencia Por eficiente, debemos entender que es aquel dispositivo que en teoría tiene un rendimiento de un 100%, o por lo menos que sus pérdidas en la práctica sean lo más pequeñas posibles. Para el caso de los MOSFETs la eficiencia será: Según el Datasheet

tenemos:

Tabla 1.2 Resistencia de encendido drenador-surtidor según datasheet Asumiendo, la peor opción:

Rds=0.055 n=

1 0.055 1+ 4

n=0.986

Tenemos una eficiencia del 98.6% 1.3.3.2 Potencia de salida La potencia de salida es uno de los parámetros más importante de los amplificadores de potencia. Nos da una idea del volumen de sonido disponible en la salida, a partir de una misma fuente de señal. La potencia queda definida por el tipo de circuito y componentes utilizados en la etapa de procesamiento de energía. 1.3.3.3 Distorsión Un amplificador lineal se caracteriza por presentar una tensión de salida que es directamente proporcional a la tensión de la señal de entrada. La distorsión de una señal producida por un amplificador, está directamente relacionada con la existencia de diferencias en el contenido armónico entre la señal de salida y la de entrada, además de la ganancia.

1.3.3.4 Distorsión Distortion)

Armónica

Total

(THD:

Total

Harmonic

Es el cociente entre el valor eficaz del conjunto de armónicas y el valor eficaz de la componente fundamental. Es causada por la no linealidad del circuito que trata la señal desde su procesamiento hasta la etapa de salida. Las frecuencias armónicas que son originadas por esta distorsión pueden ser más o menos audibles de acuerdo a su relación musical con una señal de frecuencia original, que en este caso será la fundamental. La ecuación que define esta distorsión, es la que sigue:

Las componentes armónicas múltiples como la 2, ó 3, ó 4 y todas las de potencia de 2 y/o 3 son musicalmente consonantes, o sea, generan tonos más arriba formando una relación de características particularmente desagradables. Esta consonancia musical se refiere a la cualidad de los sonidos que, oídos a la vez, producen un efecto agradable. Las armónicas de orden 3, 5, 7, 11, 13,… son extremadamente disonantes y por lo tanto son mucho más perceptibles por el oído humano. La ecuación con la cual se obtiene la distorsión armónica total no considera si una armónica es más o menos desagradable.

1.3.3.5 Distorsión por ínter modulación Es la distorsión provocada por el procesamiento de 2 o más señales de diferente frecuencia en un circuito no lineal. La mezcla de esas frecuencias entrega como resultado frecuencias de suma y resta dependientes en su totalidad de la no linealidad del circuito, y que además no se encuentren en relación armónica con los tonos originales. 1.3.3.6 Distorsión por saturación La distorsión por saturación de la señal de salida se produce cuando el producto de la tensión de entrada con la ganancia, que es una constante deproporcionalidad, traspasa el límite de la tensión de salida, provocando la deformación o recorte de la señal a reproduc

CAPITULO 2 DISEÑO DE LA FUENTE Y EL AMPLIFICADOR 2.1. DISEÑO DE LA FUENTE 2.1.1. Descripción Este circuito integrado (IR2110) nos proporcionara una frecuencia de oscilación, que controlara los estados de la salida de los mosfet, que actuaran como switches que permitirán los ciclos de conducción de los bobinados primarios del transformador, y es en esencia este el principio de funcionamiento de la fuente switching, permitiéndonos obtener una entrada de tensión con elevada frecuencia en el bobinado primario y por lo tanto también tendremos la misma frecuencia en el bobinado secundario, al que trataremos como una fuente lineal cualquiera, que tendrá que pasar por una etapa de rectificación y filtrado, pero bajo la condición de que los componentes tengan una buena respuesta frente a cambios muy rápidos de tensión. 2.1.2 Diagramas de bloques de la fuente switching. Una fuente conmutada común posee la siguiente estructura en diagrama de bloques.

Figura 2.1 Diagrama de bloques de una fuente conmutada .1.3. 



Principio de funcionamiento

El principio de funcionamiento de una fuente SMPS se basa en la excitación del primario de un transformador mediante pulsos de onda cuadrada de ancho variable (PWM), que es controlado por un circuito integrado (SG3526). Un transformador común de nucleo de hierro, para las necesidades de potencia y frecuencia de conmutación, seria de dimensiones grandes, sin embargo, se puede reducir el tamaño de este transformador utilizando núcleos de ferrita

(toroidal, EE o Ei) que permiten excitaciones a frecuencias (33 Khz o más). 

altas

Para la fuente utilizada en este proyecto, se seleccionó el modo de operaciones “Lazo Abierto Half-Bridge” donde el transformador posee 2 primarios iguales y 2 secundarios, cada uno de los primarios excitados independientemente, la excitación del primario del transformador se realiza mediante mosfets canal-N 2.1.4. Cálculos componentes

previos

y

elección

de

2.1.4.1. Análisis de protecciones Como protección a la línea de entrada se ha colocado un fusible para cortar el suministro cuando exista consumo de corriente. Su valor se selecciona en función de la corriente de arranque y máxima de funcionamiento. Los cálculos nos basamos en las siguientes ecuaciones: V m : valor pico o valor maximo V rms =220 Vac V m= √ 2∗V rms V m= √2∗220 V m=311.13 v ≈ 312 v Para hallar la corriente de entrada, se usa la siguiente formula: min ¿ ¿ ¿¿ V¿ 2.8 P I pk = ¿ ¿ Pout =250

min ¿ ¿ ¿¿ V¿ Donde

I pk

es la corriente de entrada.

I pk =3.75 A Y es por eso que en nuestro proyecto usamos un fusible de 4 A debido a que es un valor generalizado Como podemos apreciar en las imágenes, se muestra tanto en la circuitería y uno real.

Figura 2.2 Objetos de Protección para la fuente Switching

2.1.4.2. Rectificador de entrada En la etapa primaria de la fuente, esta sección está formada por un puente de diodos o comúnmente llamado puente rectificador. La función de esta etapa es convertir la onda alterna de corriente que viene de la red domiciliaria (220Vac) en fase positiva y negativa en una señal puramente positiva pulsante.

Figura 2.3 Puente de diodos en el esquemático

Al entrar a esta etapa, tenemos una onda de corriente que tiene esta forma:

Figura 2.3 Onda de corriente alterna En esta etapa se convierte esa onda en una señal continua que siempre será positiva para uno de lo polos. A esa onda se le llama “onda rectificada”

Figura 2.4 Onda rectificada Esta onda rectificada, si bien siempre es continua y positiva para un polo, podemos ver que es sumamente irregular, con picos máximos y mínimos muy bruscos. En estas condiciones un equipo electrónico no puede trabajar correctamente. Estos picos y caídas reciben el nombre de “rizado” o “ripple”. Ahora debemos determinar los valores pico inverso del bloqueo del puente rectificador, para esto sabemos que es el doble de la tensión rectificada por lo cual reemplazamos en las siguientes ecuaciones, recordando que como dato tenemos que el Vac=220 v . v D= √ 2∗220=312 v

2.1.4.3. Filtrado Siempre en la etapa primaria de la fuente, a la salida del puente rectificador hay un par de capacitores electrolíticos de gran tamaño que se encargan de filtrar o eliminar el rizado de señal, conocido como “ripple”.

Figura2.5 Los capacitores electrolíticos en el circuito esquemático Para la elección del condensador de filtrado DC, se coge un valor en función de la potencia de entrada. Para el sistema europeo, se estima como 1,5μF por Vatio, entonces:

330 μf , en lo cual esto nos

Se usó 2 capacitores electrolíticos de es suficiente para la etapa de filtrado.

Además de la capacitancia debemos tener en cuenta el voltaje al cual el condensador debe trabajar, esta será igual al voltaje de rectificación, para esto partimos de la siguiente ecuación: V c =√ 2∗V ac Dónde: Vc

: es el voltaje en la carga en este caso será voltaje máximo

que tendrá que soportar el condensador V ac : es el voltaje de la línea (220

V ac )

V c =√ 2∗220=311.13 v De esta manera se procederá a colocar un condensador que pueda manejar este nivel de voltaje, pero tomando en cuenta que se debe sobredimensionar por protección así que utilizamos 2 capacitores de 250v, porque ya que estos 2 elementos se encuentran en serie, y esto nos es suficiente para la etapa de filtrado. Como sabemos para el voltaje de rizado partimos de la siguiente ecuación: V r=

I¿ 2∗f ∗c

Dónde: 

I ¿ : Será la corriente de la carga



2∗f : Es la frecuencia (ya que usamos una



rectificación de onda completa la frecuencia resulta ser el doble de la frecuencia de línea). c : Es la capacitancia que nos imponemos de

330 μf

ya que es un valor estándar en las

fuentes además físicamente es de un tamaño óptimo y así no ocuparemos mucho espacio en el PCB

P out n I¿= =1.06 A Vi La

f

V r=

es la frecuencia de la red es decir 60Hz 1.06 =26.76 v 2∗60∗330∗10−6

Con este sistema de rectificación y filtrado obtendremos a la salida una tensión continua rizada de 120Hz.

2.1.4.4. Fuente StandBy

En el diagrama original la fuente principal posee una fuente de alimentación StandBy conformada por una fuente lineal es decir utiliza un pequeño transformador y un regulador LM7812. En nuestro caso decidimos que no tendrá sentido utilizar una fuente lineal junto a una fuente conmutada, asi que decidimos utilizar una fuente conmutada reductora BUCK conformada por el IC VIPER22 que en una de sus notas de aplicación del fabricante se observa los detalles del cálculo para dicha fuente, con esta fuente de bajo consumo y alta eficiencia (90%) podemos controlar el encendido suave y modo StandBy de la fuente principal.

Figura 2.7 STAN-BY El circuito posee un interruptor con el cual manejamos el encendido/apagado de la fuente de poder, es decir controlamos 250W con picos de tensión abruptos que pueden causar un mal funcionamiento por transitorios. Esta fuente StandBy, como su nombre lo indica estará en funcionamiento constante mientras el artefacto esté conectado a la línea de 220Vac. Y para entender bien la función del IC VIPER22A, haremos un breve repaso del datasheet de este componente:

Figura 2.8 VIPER22A Características      

Fijo 60Khz frecuencia de conmutación 9v a 35v para amplia gama VDD voltaje Control de modo actual Bloqueo de baja tensión auxiliar con histéresis Alta tensión arranque actual fuente Sobre temperatura, sobre corriente y protección contra sobretensiones con auto arranque

Descripción El VIPER22A combina un modo de corriente dedicada Controlador PWM con una potencia de alta tensión MOSFET en el mismo chip de silicio. Típico aplicaciones cubren fuera de línea de potencia suministros para adaptadores de cargador de baterías , fuentes de alimentación de reserva para la televisión o monitores, equipos auxiliares para el motor control, etc. El circuito de control interno ofrece los siguientes beneficios:  Amplio rango de tensión de entrada en el pin VDD acomoda los cambios en la alimentación auxiliar de tensión. Esta característica se adapta bien a las configuraciones de la batería.  El modo de ráfaga automática en condiciones de poca carga  Protección contra sobretensiones en modo de hipo

Figura 2.9 Patillaje del IC VIPER22A

2.1.4.5. Circuito PWM y Switcheo  Etapa PWM

Para la selección del circuito modulador PWM usaremos el UC3525 que es un circuito integrado monolítico que incluye todo el circuito de control necesario para un regulador de modulación por ancho de pulso Diagrama bloques interno del IC UC3525

Figura 2.10 Diagrama de bloques interno Características eléctricas del modulador por ancho de pulso para VCC=20v , Ta=0 – 85°C. Estos parámetros fueron medidos a una frecuencia de oscilación de 40 KHz (RT=36 K, CT=0.01uF, RI = 0Ω) Características eléctricas de la sección del oscilador

Según la tabla la máxima frecuencia a la que trabaja el integrado es 400 KHz y la mínima es de 120Hz.

Para nuestro caso, dado que RT=22kΩ y CT=1nF entonces:

Este resultado de frecuencia nos indica que el IC UC3525A amplifica la frecuencia hasta un valor de 45.45 KHz, y es con esta dicha frecuencia con la que trabajaran nuestros transistores de potencia (MOSFET).  Etapa de switcheo Antes veremos de cómo funciona o trabaja este integrado IR2110, para asi llegar a una conclusión en esta etapa, por consiguiente veremos el IR2110:

IR2110 Características



  

  

Canal flotante diseñado para la operación de arranque en pleno funcionamiento a 500vo 600v tolerante a la tensión transitoria negativa dv/dt inmunológico Rango de suministro de unidad de puerta de 10 a 20V Bloqueo de mínima tensión para ambos canales Lógica 3.3V compatible Separada rango de suministro de la lógica de 3.3V a 20V La lógica y la tierra de la alimentación ± 5V compensados Ciclo por ciclo lógica de desconexión por flanco Retardo de propagación Igualados para ambos canales • Las salidas en fase con los insumos También disponible SIN PLOMO

DESCRIPCION El IR2110 es de alto voltaje, MOSFET de potencia de alta velocidad y Conductores IGBT con salida del lado de alta y baja referencia independiente canales. Propietaria HVIC y trabe tecnologías CMOS inmunes permitirá la construcción monolítica construido sólidamente. Entradas lógicas son compatibles con CMOS estándar o de salida LSTTL, frente a la lógica 3.3V. Los controladores de salida cuentan con una etapa buffer actual pulso alto diseñada para el conductor transversal mínima de conducción. Los retardos de propagación se emparejan para simplificar el uso en aplicaciones de alta frecuencia. El canal flotante se puede utilizar para conducir una potencia de 22 Canal N MOSFET o IGBT en la configuración del lado alto que opera hasta 500 o 600 voltios.

Figura 2.12 Conexión típica del IC2110

Figura 2.13 Diagrama de bloques del IC IR2110

2.1.4.6. Etapa Conmutadora En esta sección, está formada por 2 transistores de potencia y sus correspondientes disipadores, así como por una pequeña cantidad de componentes de menor tamaño. Para eso debemos saber las características de estos transistores de potencia IRF740, y nos basamos del datasheet.

Figura 2.19 Transistor MOSFET

RDS típicos (a) =0.48w  Extremadamente alta capacidad dv/dt  100% avalancha probado  Capacitancias intrínsecos muy bajos  Bloque la carga minimizada  Aplicaciones Aplicaciones  Conmutación de alta corriente  Fuente de alimentación ininterrumpida  Convertidores dc/dc para telecomunicaciones industrial y equipo de iluminación

Valores absolutos nominales

Entonces ya sabiendo la información del datasheet del MOSFET nos da a concluir que estos transistores de potencia es convertir la señal proveniente de los capacitores electrolíticos de gran tamaño de la etapa anterior en una señal de mayor frecuencia.

2.1.4.7. Diseño del transformador CALCULO PARA EL DISEÑO DEL TRANSFORMADOR Voltaje de entrada

 

180 V AC a 240 V AC RMS 220 V AC nominal

 

+/- 45 V DC +/- 15 V DC /300mA

Voltaje de salida

La eficiencia estimada en un convertidor para altas tensiones de salida oscila entre un 80% y un 85%. Con este valor, se puede estimar la máxima potencia de entrada, según la expresión: P¿ Amplificador =

P¿ =

200W n

200 W =235.29 W 0.85

Entonces debemos construir una fuente que suministre 235.29W por lo tanto diseñamos una fuente que suministra 250W para tener un margen de potencia de respaldo

Corriente de entrada y potencia de entrada

P¿ =P ¿1 + P¿2 P¿1=250 W P¿2=± 15 v , 300 mA Pero como usaremos reguladores LM7812 y LM7912 necesitamos un voltaje de 2.5v adicional por lo tanto P¿2=± 17.5 v , 300 mA P¿2=10.5 W P¿ =250W +10.5W

P¿ =260.5W

Esta es la potencia que la fuente debe entregar en total P¿ =

Pout n

P¿ =

260.5 W =306.5 W 0.85

Esta es la potencia que la fuente va a consumir de la red de 220 V ac Para el diseño del convertidor se coge un amplio rango de entrada de línea, para suplir sus posibles variaciones. Según la entrada europea de 220VAC, y asumiendo una variación de ±20%, se escoge VAC(max)=264VAC, y VAC(min)=176VAC a 60Hz. min ¿ dc ¿ ¿¿ V¿

P I av ( low−line ) = ¿¿ min ¿ dc ¿ min ¿ ¿ ¿¿ ¿¿ V¿

DondeV ripple=25 v para 220V ac

min ¿ dc ¿ ¿¿ V¿

I av=

306.5 W =1.33 A ≈ 1.4 A 229V

min ¿ ¿ ¿¿ V¿ 2.8 P I pk = ¿ ¿

Diseño del transformador Usamos un transformador EI-35

1.

Np

(número de vueltas primario)

8

V p (nom) x 10 N p= 4 f c Bmax Ac

f c =40 Khz( frecuencia de conmutacion ) A c =1.19 cm 2 ( Area de secciontransversal) V p(nom)=155 Vdc (Voltaje en el primario)

B max=1700Gauss(Tencion de flujo magnetico)

V p(nom)=155 V (Voltaje primarionominal )

8

155 x 10 N p= =38.3 T 4 ( 40000 Hz)(1700 Gauss)(1.19 cm2) N p=19 T + 19T

2. N s 1=

Ns

(número de vueltas secundario)

V p V s1 α (1+ ) V pin 100

donde α =1 N p=38 T (numero de espiras primarias) V pin =150Vdc V s 1=100 V ( votaje secundario)

Aquí calculamos para 100 V ya que al ser una SMPS de lazo abierto la tensión va caer con la carga de este modo tendremos ±55 v a plena carga

N s 1=

38 x 100 1 1+ =25.58 T ≈ 26 T 150 100

(

N s 1=13 T + 13T

)

N s 2=

V p V s2 α (1+ ) V pin 100

N s 1=

38 x 35 1 1+ =8.95 T ≈ 9T 150 100

(

)

Pero como 9T no es divisible entre 2 lo volvemos 10T N s 2=5 T +5T

Calculo del calibre del alambre Primario: I ¿ =1.4 A

Hacemos 2A

CMP=CMA I ¿ 

CMA=350Cir mils

CMP=350 x 2=700 Cir mils  Que corresponde a

Secundario 1 I out1 =

Pout 250 W = =2.5 A ≈ 3 A V out 100V

22 AWG

CMS=CMA I out1 

CMA=500Cir mils

CMS1=500 x 3=1500 Cir mils  Que corresponde a

18 AWG

Secundario 2 I out =300 mA CMS2=500 x 0.3=150 Cir mils  Que corresponde a 29 AWG 2.1.4.8. Etapa rectificadora de salida Para la rectificación de alta frecuencia se utiliza un sistema de media onda con filtrado capacitivo e inductivo. Este rectificador está compuesto de diferentes elementos como son: Diodos Fast Recovery, Resistencia, Capacitores.

Figura 2.13 Rectificador de salida con filtro RL.

Diodos fast recovery

Debido a que en la rectificación de salida se necesita menos caída de tensión y perdidas de potencia producidas por el número de diodos se optó por una rectificación de media onda. Para eso, nos dirigiremos al datasheet del diodo Fast Recovery F10U60

Figura 2.14 Diodo BYQ28E200 Caracteristicas      

Bajo avance drop voltios Rápida conmutación Recuperación suave o lenta. Capacidad de oleada inversa. Alto rendimiento del ciclo térmico Baja resistencia térmica

Valores Límites

Los valores a tomar en cuenta son el voltaje inverso máximo Vd y corriente máxima If es específica para cada salida ya que el voltaje a rectificar es de 55Vac entonces. Al salir de esta etapa, las señal es nuevamente continua y regular, al punto de estar casi completamente purificada para ser usada por el sistema.

2.1.4.9. Etapa Filtro salida En esta etapa se usan capacitores electrolíticos y resistencias, el filtrado de la corriente se hace necesario porque los diodos y transistores usados en la etapa anterior no alcanzan a tener un tiempo de recuperación apropiado para enviar una corriente continua pura sin oscilaciones. El conjunto de capacitores y resistencias de esta sección permite complementar esa tarea y lograr una salida continua perfecta para el sistema.

Figura 2.15 Etapa de filtro de salida de la fuente Switching

2.1.4.10.

Diseño de placas en EAGLE. a) Esquemático Fuente Switching:

b) PCB Fuente Switching:

c) Serigrafiado Fuente Switching:

2.2

Diseño del Amplificador.

2.2.1. Estudio y características de los elementos La elección del tipo de topología a usar, se realiza tomando como base la aplicación y los niveles de potencia exigidos, o sea, las especificaciones. se puede observar un esquema de un amplificador clase D basado en un convertidor media puente Los transistores MOSFET en estos circuitos, representan interruptores (conectan alternativamente la carga a la alimentación positiva y negativa) de alta frecuencia, en relación a la señal de audio a procesar.

Figura 2.27 Amplificador Clase D usando un convertidor medio puente El circuito percibe una alimentación simétrica entre el rango de 45v hasta 57v trabajando con la fuente switching mencionada. El elemento LM311necesita una alimentación de +/-5 voltios, para ello se realiza el siguiente circuito.

Figura 2.28 Circuito de alimentación +/-5 voltios.

2.2.1.1.

Etapa de control y oscilación (LM311)

Para el oscilador-modulador usaremos el comparador LM311, que es un comparador con salida en colector abierto.

Figura 2.29 Comparador LM311

Figura 2.30 Comparador en el esquemático LM311

2.2.1.2. Driver y Control Para El MOSFET (IR2110) Configuración de Modulación de pulso del IR2110 El siguiente circuito trabaja con las señales altas y bajas que son alimentadas mediante esta configuración y provienen del LM311.

Figura 2.31 Configuración de modulación de pulso IR2110 Driver El siguiente circuito es el encargado de la conmutación de los mosfet IRF260N a la salida estos a su vez llevan entre drenador y surtidor una red snuber y una resistencia de 27 ohms en su entra de gate en paralelo con el diodo 1n5817 de descarga rápida del mosfet.

Figura 2.32 Configuración de conmutación con el IR21100

2.2.1.3. Cálculo de los MOSFET (IRFP260)

La señal cuadrada de salida se dirigirá a los dos MOSFETs IRFP260 del circuito invirtiendo antes la señal y dirigir la señal que se obtiene a la salida a uno de los transistores y la invertida al otro.

Figura 2.32 Parámetros del MOSFET IRFP4

2.2.1.4. Cálculo teórico de eficiencia del amplificador

Tomando como base el rendimiento normal de un amplificador clase D se puede decir que este trabaja con un rendimiento del 78.5 % que es bastante bueno para la simpleza que presenta el circuito evaluado, y una distorsión armónica total (THD) promedio máxima de 0.866% (que es bastante pequeña) que lo hace muy aceptable en lo que respecta a la calidad del sonido que es capaz de reproducir. Además, su costo de fabricación es bastante bajo, debido a que el tamaño y peso del sistema en sí es pequeño. 2.2.1.5. Filtro de salida El filtro que se utilizó es un LC:

Figura 2.33 Filtro de salida

Calculo de la función de transferencia usando transformada de Laplace:

Calculo de la bobina:

Vmax: tensión de entrada máxima (48 V). f: frecuencia de trabajo (25Khz+armónicos). Bmax: densidad máxima de flujo en el núcleo de saturación de gauss (2300). A: área de la sección transversal del núcleo de saturación en cm^2.

Redondeando:

Calculo de la Inductancia:

2.2.1.6. Respuesta en frecuencia El filtro que se utilizó es un LC:

Figura 2.34 Filtro de salida 2.2.1.7.

Potencia del amplificador

Dado que la potencia máxima de nuestro Amplificador es de 250w y considerando resistiva a la carga, la tensión de salida eficaz (considerando una señal senoidal) será:

2.2.2. Diseño de la placa en EAGLE 2.2.2.1.

Esquemático

A) Esquemático Amplificador:

C) PCB Amplificador:

D) Componentes Amplificador:

2.3.

DISEÑO DEL PREAMPLIFICADOR

Este preamplificador monofónico con EQ de tres bandas puede ser usado con cualquiera de los amplificadores monofónicos que se encuentran en nuestra sección de proyectos. Se puede alimentar con el doblador de tensión o con la fuente simétrica regulada. La tensión recomendada para este circuito es de +/-12V DC. El TL072 puede ser reemplazado por el NE5532, el TL082 o el JRC4558. Todos estos son operacionales dobles de sonido limpio. 2.3.1.

2.3.2.

Esquemático

Board.

2.3.3.

Montaje de los Componentes

2.4. Implementación del proyecto

CONCLUSIONES











Durante el proceso de diseño se presentaron factores que fueron enfocando el proceso de diseño de manera que garantizaran una eficiencia mayor al 90%, de esta forma se escogieron dispositivos que garantizarán de antemano un rendimiento alto, dando como resultado que los cálculos para conseguir la eficiencia se transformaran en una confirmación de los parámetros propuestos al principio del proyecto. Sin embargo los cálculos de comprobación demuestran la diferencia de rendimiento en comparación con dispositivos similares, lo cual es el enfoque general del proyecto. Teniendo en cuenta que a nivel comercial las fuentes conmutadas alcanzan dimensiones menores a las obtenidas en la construida partir de este proyecto , el tamaño de la fuente realizada y sus características de funcionamiento son completamente aceptables para la aplicación requerida ya que cumplen con los requisitos inicialmente planteados. En fuentes de este tipo, y más aún para aplicaciones susceptibles a daños, es imprescindible brindar buenos niveles de protección, de allí la importancia de la utilización de conectores de buena calidad, fusible, disipadores. El proceso de montaje por etapas representó grandes ventajas en la implementación de la fuente, ya que de este modo se pudo comprobar el correcto funcionamiento de una primera etapa antes de pasar a la siguiente, facilitando la detección de fallas y corrección de las mismas. Una vez diseñado o implementado el amplificador clase D, se determina que tiene una mayor eficiencia en comparación a otro tipo de amplificadores  La fidelidad de la recuperación de la señal fue acertada, los filtros respondieron adecuadamente, logrando atenuar frecuencias mayores a 20KHz, sin embargo se presentó una alteración en la cual la ganancia de la frecuencia de 250KHz no se atenuó en igual medida que las demás frecuencias, fenómeno predecible después de tener en cuenta aspectos como lo fueron residuos bajo el chip principal y la imposibilidad de diferenciar las tierras digitales de las análogas por medio de islas. El resultado final no se vio afectado en gran medida debido a que 250 KHz esta muy por encima del rango audible, además de que aunque su

ganancia no considerable. 



es

lo

suficientemente

alta

para

ser

Es esencial que un amplificador clase D vaya seguido por un filtro pasa-bajas para eliminar tanto la señal portadora (PWM), como el ruido generado por la conmutación de los transistores. Este filtro añade distorsión y desplazamiento de fase, incluso limita las características del amplificador en alta frecuencia, y es raro que tengan buenos agudos(altas frecuencias), pero por otro lado, va a quitar todo el ruido de conmutación sin causar pérdida de potencia La respuesta en frecuencia está limitada por la velocidad de conmutación de los MOSFETs, el driver y sobre todo por el filtro pasa bajos LC, factores que lo limitan para aplicaciones de subwoofer e industriales.

BIBLIOGRAFI A Libros 

Horenstein

“Microelectrónica. Circuitos y Dispositivos”



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“Análisis y diseño de circuitos integrados”

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Millman Halkias

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Shilling Belove

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Sedra – Smith

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“Circuitos microelectrónicos: Análisis y Enlaces

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Guias  

Universidad Pedagógica Nacional Facultad De Ciencia Y Tecnología Departamento De Tecnología Licenciatura En Electrónica Facultad de ingeniería eléctrica y electrónica Diseño e implementación de un amplificador clase D, monofónico de 100w