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Amplificador Clase-T Ton Giesberts

Este amplificador de gama alta suministra una alta potencia, lo que no significa un diseño grande y complicado. Este amplificador es muy eficiente (y compacto), y sus características técnicas superan fácilmente a varios diseños convencionales.

ClariTy 2x300W

Si tenemos la idea de que el amplificador completamente ensamblado sea tan ligero como una pluma, quizás debamos reconsiderar un poco nuestra decisión. Después de todo, 2 x 300 W de potencia real requieren una fuente de alimentación importante. Pero, éste es el único aspecto del amplificador que es comparable a otros tipos de amplificadores. Gracias al uso inteligente de la modulación por anchura de pulso, este amplificador es tan eficiente que podemos usar un disipador con unas dimensiones modestas, lo que significa que la caja puede ser relativamente pequeña. Es más, este amplificador no es un amplificador de anchura de pulso ordinario. Este diseño, que está bajado en el excitador de audio digital Tripath TA3020 Class-T, tiene unas excelentes especificaciones y entidad por sí mismo, frente a otros amplificadores de gama alta. Si desea más información sobre modulación de anchura de pulso en amplificadores finales de audio, deberá leer el artículo ‘Eso es clase...’. El diseño está basado en un ejemplo de aplicación estándar y la referencia de PCB del fabricante. Esto es así porque la placa total determina la calidad de todo el amplificador. Junto a esto, la naturaleza de este diseño (con altas frecuencias de conmutación y grandes corrientes) impone requisitos severos en varios de los componentes. Eso significa que en muchos sitios se utilizan

elektor

tipos especiales de condensadores electrolíticos y condensadores de desacoplo. Incluso para el acoplamiento térmico entre los transistores de salida y el disipador, los aislantes de mica o Kapton no son suficientes. En su lugar, usaremos aislantes cerámicos con una fina capa de varios milímetros. El integrado también necesita dos tensiones de alimentación auxiliares, para lo cual se ha desarrollado una placa de circuito impreso separada. Esta placa también incluye un retardo de encendido de tensión de red para el transformador principal y dos fusibles para las tensiones de alimentación de red. Para suprimir las interferencias electromagnéticas (EMC), se necesitan filtros extra que se incluyen en las entradas y salidas. Esto debería darnos una idea de lo que esperamos, pero en la primera parte de este artículo nos concentraremos en cómo trabaja el integrado Tripath. En la Figura 1 podemos ver claramente que el integrado consta esencialmente de tres secciones para cada canal: una etapa de entrada analógica (amplificador inversor), una unidad de modulación y procesamiento, y unas etapas de excitación para los MOSFETs de potencia. El integrado también proporciona protección contra sobre-corriente, sobre-tensión y bajatensión y una conexión para una señal de silencio externa. Todo esto determina si las salidas del amplificador están activas.

Etapa de entrada La etapa de entrada analógica está implementada como un amplificador inversor para un dimensionado conveniente de la ganancia y ancho de banda. De acuerdo a las especificaciones de los integrados, el nivel de señal máximo permitido para excitar completamente el modulador es de 4 V pp. Con el dimensionado que usamos aquí, asumimos una sensibilidad de entrada de 1,13 V eff para una amplitud de salida máxima; la salida de la etapa de entrada puede entregar 3,2 Vpp. La relacion entre R3 y R2 (R24 y R23 para el segundo canal) determina la ganancia de la etapa de entrada, aquí la relación es 1, tal y como podemos ver en el esquema de la Figura 2. El condensador C2 (C15) incrementa la estabilidad del amplificador de entrada y suprime el ruido de RF para limitar el ancho de banda a aproximadamente 240 KHz. C1 (C14) fija la esquina de la frecuencia inferior, la cual está alrededor de 2,5 Hz. La ganancia para frecuencias de la banda de audio debe ser tan plana como sea posible. C1 y C14 son condensadores MKT estándar, porque, como principio intentaremos evitar el uso de condensadores electrolíticos en el camino de la señal. R4, R5 y P1, junto con el condensador de desacoplo C3 (R25, R26, P2 y C16), permite ajustar al mínimo la tensión de offset (desplazamiento).

39

TA3020 43 OCS1HP

44 OCS1HN

OA OUT1 26

40 V BOOT1

V5 INV 1 25

-

45 HO1

+

46 HO1COM A GND

Modulador

V N10

Procesado y Modulación

48 LO1 47 LO1COM 42 OCS1LP

2.5V

41 OCS1LN 37 OCR1 33 OCR1

200K Ω BIASCA P

19

V5

MUTE

13 FBKOUT1 14 FBKGND1

24

15 HMUTE

REF1

OA OUT2

32

8 OCS2HP

21 V5

INV 2 20

9 OCS2HN -

10 V BOOT2

+

5 HO2

A GND

4 HO2COM V N10

Procesado y Modulación BBM0

22

BBM1

23

DCOMP

17

V5

27

A GND

28

V5

35

A GND

34

V NNSENS 30

VPPSENS

2 LO2 3 LO2COM 7 OCS2LP 6 OCS2LN 12 OCR2 31 OCR2

V5

A GND

16 FBKOUT2 18 FBKGND2 V5 A GND V N10

1 V N10

V NNSENSE

29 VPPSENSE

V NN 39

V NN

38 NC NC 11

NC

36 NC

030217 - 12

Figura 1. La estructura interna del Tripath TA3020.

40

El amplificador aumenta la señal de la etapa de entrada al nivel de salida. Es la segunda parte de la amplificación total, o mejor dicho, la etapa de ganancia real. El procesador proporciona una forma de onda conmutada que depende del nivel y frecuencia de la señal. Sin señal de entrada, el valor medio de la frecuencia de conmutación es aproximadamente de 700 KHz. Puede variar entre un rango máximo de 200 KHz a 1,5 MHz. Dos etapas de MOSFET complementarios convierten la señal al nivel adecuado para excitar las puertas de los MOSFETs. La tensión de alimentación de los drivers (10 V) se suministra a través del pin VN10. Primero se desacopla todo lo posible por medio de C38 y C39. Esos condensadores deben, por lo tanto, colocarse tan cerca como sea posible del pin asociado del circuito integrado. En el lado negativo, LO1COM (conectado a la fuente de T2) y VN10 proporciona las conexiones de alimentación para el driver. En el lado positivo, el condensador elevador C7 (C20) se carga a través de D5 (D12) a casi 10 V cuando la salida es negativa, y alcanza el máximo de tensión de salida cuando T1 comienza a conducir. Esta tensión es entregada a VBOOT, la cual junto con HO1COM (la fuente de T1 es también el puente de salida) forma la otra conexión de alimentación para este driver. Al nivel de recorte, C8 (C21) proporciona un buffer extra, porque la frecuencia de conmutación es más baja al nivel de recorte. R13 (R14) limita la corriente de carga de C8 (C21) cuando el amplificador está encendido.

MOSFETs Dos MOSFETs de canal n (T1 & T2 o T3 & T4) forman un circuito de medio puente para cada canal. La

elektor

salida de las etapas complementarias excita de forma alternativa cada uno de los MOSFETs en conducción. Se mantiene un ‘tiempo muerto’ para asegurar que los dos MOSFETs nunca pueden conducir al mismo tiempo (sin que haya corrientes residuales). Esta vez puede establecerse usando dos jumpers (JP1 y JP2). Nosotros recomendamos experimentar con la configuración seleccionada. Es posible reducir el tiempo muerto si escogemos MOSFETs con una capacidad de puerta más pequeña (menor potencia de amplificación), pero mejor no hacerlo. Las resistencias de puerta R8 y R9 (R28 y R30) limitan el slew rate, y eso limita la saturación, debido a la conmutación, reduciéndose asimismo la cantidad de potencia que, por otro lado, se debería disipar en los drivers (resistencias de 1 W) para cargar y descargar las capacidades de puerta del MOSFET. D1 y D2 (D8 y D9) reducen el tiempo de descarga de la puerta, disminuyendo el tiempo de caída de los pulsos, y la cadena que tanto T1 como T2 puedan conducir al mismo tiempo. R8 y R10 (R29 y R31) se añaden por razones de seguridad. Si el integrado no está colocado, esto nos asegura que las puertas de los MOSFETs permanecen descargadas. Sin esas resistencias, los picos de corriente y tensiones de ruido podrían ocasionar consecuencias desastrosas. R6 y R11 (R27 y R32) son resistencias de baja inductancia que son necesarias para limitar la corriente, lo cual describiremos más tarde. R12 y C4 (R33 y C7) forman una red amortiguada que elimina los picos de alta frecuencia en la señal de salida. Esta red está colocada tan cerca como es posible de T2 (T4). Los diodos D6 y D7 (D13 y D114) están conectados entre la fuente y el drenador de cada uno de los transistores, para evitar saturaciones.

elektor

Tales saturaciones se originan principalmente en la bobina del filtro de salida cuando circulan grandes corrientes. Los diodos (en encapsulado SMD) también se colocan tan cerca como sea posible de los terminales asociados, principalmente para proteger el integrado. D3 y D4 (D10 y D11) son diodos adicionales conectados entre las fuentes y drenadores (respectivamente) de los MOSFETs para suprimir saturaciones. Todos esos diodos (D1 – D14) deben ser del tipo recuperación ultra-rápida. C5 y C6 (C18 y C19) desacoplan el circuito de medio puente y están especialmente indicados para suprimir picos en las líneas de tensión de alimentación. Esto también tiene un efecto benéfico en la operación de los MOSFETs. C6 (C19) debe ser un condensador electrolítico con un ESR extremadamente bajo y muy buenas características de HF. Aquí no debemos de usar una alternativa al modelo descrito, a menos que las especificaciones sean igual de buenas o mejores. Un condensador electrolítico normal probablemente explote o tenga una vida muy corta. La señal modulada en anchura de pulso en la salida del medio puente se aplica a los terminales de salida a través del filtro LC L1/C9 (L2/C22).

Filtro de salida Gracias a la elevada frecuencia de conmutación, aquí sólo es necesario usar un filtro de segundo orden con una frecuencia de corte relativamente alta (frecuencia de resonancia de 101 kHz). Para mejorar el factor Q del filtro, el cual es primariamente importante si no hay cargas conectadas, se coloca una red Zöbel en la salida, porque por otro lado las corrientes de resonancia y señales de pitidos de la salida podrían reducir la fiabilidad del amplificador.

Como la frecuencia de corte del filtro es más alta que la convencional de los amplificadores de Clase D, el sistema de altavoces conectado tiene un efecto considerablemente más pequeño. Debido a las grandes corrientes involucradas aquí, no se puede utilizar en la salida del filtro un choque ordinario de supresión de ruido. Debemos usar un núcleo de material especial para mantener baja la distorsión y alta la eficiencia. A este respecto, profundizaremos en la segunda parte de este artículo, que aparecerá en el mes de Septiembre del 2004.

Configuración del amplificador La ganancia del modulador se fija usando una resistencia de realimentación R15 (R36) y un divisor de tensión R18/R20 (R39/R41). Estos componentes deben dimensionarse de acuerdo al valor de la tensión de alimentación usada aquí, lo cual es necesario para que el amplificador sea independiente del comportamiento de la fuente de alimentación (evitando así las fluctuaciones debidas a la amplitud de salida, variación de la tensión de red, etc.). La realimentación inversa adicional para contar ‘salto a masa’ la suministra R16 (R37) y el divisor de tensión R17/R19 ((R38/R40). Estas dos redes deben ser idénticas. Los valores de resistencia pueden calcularse de forma bastante fácil. Un valor de 1 K es el que se usa para R17 y R18, así que el valor de las otras resistencias sólo depende del valor de la tensión de alimentación VPP (asumiendo una fuente de alimentación completamente simétrica) y el valor seleccionado para R17. R19 = R17  VPP  (VPP – 4)

41

VN10 11 NC 26

OAOUT1

OCS1HN

20k0

OCS1HP 25

D1

470k

100n 47µ 250V 160V

5Ω6 470k

C3

R8 L1

46

24

OCS1LN

VPP

R11

41

0Ω01

R50

OCR1 OCR1 30 29

VNNSENSE

FBKOUT1

VPPSENSE

FBKGND1

1M2

HMUTE

+5V

21

OAOUT2

VBOOT2

R24

33p

R23

OCS2HN

20k0

C15

OCS2HP 20

20k0

33

HO2

ERROR

9 R27

8

0Ω01

5Ω6

28

35

+5V

AGND

LO2COM

V5

OCS2LP

OCS2LN 34

470k

D11

5Ω6

23

17

R38 C17 220p

BBM0

R32

R36

220n 400V C23 100n 400V

R37

0Ω01

OCR2

12

K4

15k4

FBKGND2

DCOMP

39

31

R42 13k0

R40

VN10

16

R41

18

VN10

C24 270p

K6

1

VPP L3

VNN

LS2–

220p 100n

VNN

BBM1

VNN

K5

R39

C25

FBKOUT2

0

R31

7

6

LS2+

C22

3

C26

22

R35

+5V

R30

2

K3

*

11µ3

R33 T4

AGND

OCR2

0

R29

D9

C29 100n

240Ω

C19

4

V5 LO2

+5V

47µ 25V

100n 47µ 250V 160V

470k

27

100n

C18

C21

100n R34

L2

C28

JP2

T3

C20

R28

5

D13

+5V

BBM1 1

D12

10

D14

HO2COM

BBM0 1

150p

VN10

D10

TA3020

100n

JP1

C11

2k2

D8

470k 10k

R20

D15

R43

15

C16

P2

R19

VN10

14

470k

330k

13k0

13

INV2

R26

R22

100n R21

R25

3µ3

LS1–

220p

VNN

VPP

+5V

C14

37

R52 422k

R51

K2

15k4

22Ω

4

100n 400V

C12

422k

CNY17

392k

2

220n 400V C10

R16

C13 R49

R15

15k4

VNN

R18

1k07

5

R17

1k00

6

R12

R10

42

MUTE

LS1+

C9

47

1k07

1

R47

K10

LO1COM

OCS1LP

R45 1k00

IC2

REF

5Ω6

1k00

100k

8k25

32

D4

R9

48

1k5

mute

LO1

15Ω

R44

R48 1k00

BIASCAP

100n

R46

+5V

220p

470k

19

R14

T2

C27

+5V

11µ3

C4

D2

22Ω

D6

K1

*

15k4

HO1COM

1k00

100n

1k07

10k

C5

240Ω

C6

R7

45 D7

P1

47µ 25V

100n R13

T1 D3

470k

330k

0Ω01

IC1 HO1

C8

C7

R6

43

INV1

R4

R5

R1

44

1k00

20k0 3µ3

40

1k07

33p

R2

D5

VPP

VBOOT1

R3 C2

C1

38 NC

15Ω

+5V

36 NC

VN10

+5V

10µ

K7

* ver texto K8 T1 ... T4 = STW38NB20 D1 ... D4, D8 ... D11 = MUR120 D5 ... D7, D12 ... D14 = MURS120T3 K9 030217 - 11

C30

C31

C32

470µ 63V

470µ 63V

100n 100n 250V 250V

C34

C35

C36

470µ 63V

470µ 63V

100n 100n 250V 250V

C38

C39

47µ 25V

100n

C33

C37

VNN

VN10

Figura 2. El circuito alrededor del circuito integrado amplificador.

42

elektor

Esto supone un valor de resistencia E96 de 1,07 K. Este valor es razonablemente independiente del de la tensión de alimentación. Si usamos una tensión de alimentación máxima de 51 V, sólo se debe incrementar a 1,10 K. Por último, el valor de R15 determina la ganancia del modulador: R15 = R17  (VPP  4) Nosotros asumimos una tensión de alimentación máxima de 62 V (los condensadores electrolíticos especiales de desacoplo de la placa amplificador son de una tensión de 63 V). Esto nos da un valor de 15,4 K para R15. La ganancia del modulador se puede calcular de la misma manera que para un amplificador estándar no inversor: Amodulator = (R15  Rp) + 1 Donde Rp es el equivalente de resistencia en paralelo de R18 y R20. Los condensadores C11 y C24 filtran y retrasan la señal de realimentación del modulador. Tienen valores diferentes y evitan el ruido de RF con muy altas frecuencias desde la red de realimentación penetrante, usando valores diferentes debido a que los moduladores tienen diferentes frecuencias de conmutación. Esto evita interferencias mutuas entre los moduladores. Los valores se eligen para producir una diferencia mayor de 40 KHz.

Protección Para proteger el amplificador, el integrado driver monitoriza las tensiones y las corrientes de alimentación a través de los transistores. La entrada VPPSENSE se usa para monitorizar la tensión positiva de alimentación para sobre-tensiones y bajo-tensiones; la

elektor

entrada VNNSENSE se usa de la misma forma para la tensión negativa. Si la tensión de alimentación está fuera de los límites permitidos, la etapa de salida se inhabilita (modo silencio). Si la tensión de alimentación vuelve a estar dentro de los límites permitidos, las salidas se habilitan de nuevo. Para calcular los valores de componentes asociados, vea las hojas de características. Teóricamente, el amplificador debería llegar a situación de bloqueo cuando se detecte una sobre-tensión de forma constante. Sin embargo, eso es muy improbable, porque la detección de ambas entradas necesita más de 68 V antes de responder. Esto es así principalmente para proteger el circuito integrado, porque varias de las tensiones de los condensadores deben ser al menos 63 V. Los cálculos para la protección de sobre-corriente son ciertamente más interesantes que los de protección contra tensión, debido a que ello determina la mínima impedancia de carga que el amplificador puede soportar a la potencia de salida máxima. Debido a que la etapa de salida opera en modo conmutado, los MOSFETs usados en el circuito determinan la capacidad de carga máxima del amplificador. Aquí nosotros hemos seleccionado un dispositivo relativamente pesado de ST Microelectronics, el STW38NB20. Este transistor, que está encapsulado en un TO-247, puede manejar hasta 38 A y tiene una tensión máxima de drenador-fuente de 200 V. La resistencia máxima de canal con una tensión de puerta-fuente (UGS) de 10 V es de 0,065 Ω (ID = 19 A). Una desventaja de los MOSFETs con esta clase de especificaciones es que su capacitancia de entrada (CISS) es más bien grande, en este caso como mucho 3.800 pF. Eso explica que los drivers en el integrado deben poder manipu-

lar corrientes importantes para poder conmutar rápidamente los MOSFETs. Nosotros elegiremos principalmente esos transistores para reducir el riesgo de sorpresas desagrables cuando usemos sistemas de altavoces con impedancias desconocidas. Naturalmente, el que se produzca una perforación se hará en menos tiempo si la capacitancia del transistor es significativamente menor, lo cual reducirá el nivel de distorsión. Sin embargo, nuestra elección fue a favor de un diseño que pueda tolerar bajas impedancias. La detección de sobre-corriente se produce a través de las dos resistencias de baja inductancia R6 y R11 (R27 y R32), las cuales se conectan en serie con los transistores como una resistencia de sensado. R6 se utiliza para los medio ciclos positivos en serie con el drenador de T1, mientras que R11 se usa para el medio ciclo negativo en serie con la fuente de T2. La respuesta de nivel del circuito de protección se fija en combinación con R21. El integrado mide directamente las tensiones en las resistencias de sensado y utiliza esas tensiones para generar una corriente a través de R21. La salida máxima se determina comparando la tensión en R21 con la tensión VTOC producida por la sobre-corriente. C13 (C16) filtra la tensión del rectificador. La relación entre esos componentes viene dada por medio de las siguientes ecuaciones: Imax = 3580  (VTOC – (Ibias  R21))  (R21  R6) R21 = (3580  VTOC)  (Imax  R6 + 3580  Ibias) Aquí VTOC es la tensión de disparo para la detección de sobre-corriente (típicamente 0,97 V) e Ibias es 20 µA.

43

La primera ecuación se puede recolocar fácilmente para permitir calcular los valores de los componentes. La segunda ecuación se puede usar para determinar el valor de R21 (R42). Nosotros hemos elegido una corriente de salida máxima de casi 20 A, así que una carga de menos de 3 Ω evita el disparo del modo silencio. El modo silencio sólo se puede resetear conmutando brevemente el nivel de la entrada Mute o apagando brevemente el amplificador. Cuando el modo silencio está activo, la salida HMUTE está a nivel alto, y esta señal excita un LED que se puede fijar en el panel frontal si lo deseamos. Debemos usar un LED rojo de alta eficiencia para este propósito, porque una reducción del valor de R43 sobrecargaría la salida.

Tensión de alimentación Las tensiones de alimentación para la placa del amplificador se suministran en la segunda placa de circuito impreso. Esta placa incluye, entre otras cosas, las alimentaciones de +5 V y VN10, y los fusibles para las tensiones de alimentación de red. También suministra una señal retardada para evitar el ‘punteo’ que se produce en la conexión de alimentación. Para evitar crear un bucle de tierra y corrientes de rizado que circulen desde la etapa de entrada a masa, se aplica la señal de silencio (mute) al integrado, a través de un optoacoplador. Se coloca en la placa del amplificador. La entrada del optoacoplador está completamente aislada del amplificador, y se requiere una señal activa para conmutar la entrada Mute del amplificador. Las tensiones de alimentación de red (VPP y VNN) para el TA3020 están desacopladas tanto como es posible

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usando condensadores electrolíticos especiales (C30, C31, C34 y C35) y condensadores MKT (C32, C33, C36 y C37). Para la tensión de alimentación de 5 V de los amplificadores de entrada sólo se usa una simple red de desacoplo. Para suprimir posibles interferencias del circuito de salida tanto como sea posible, las masas analógicas y masas del modulador (la cual también es la masa del resto del circuito) se deben mantener separadas y unidas en la cara de soldadura de la placa en un simple punto, usando una bobina SMD.

Layout Como ya mencionamos al comienzo de este artículo, el diseño de la placa del amplificador se debe hacer con sumo cuidado. Las pistas deben formar una parte esencial de todo el amplificador. La casa Tripath recomienda encarecidamente copiar todas las pistas, ya que de otro modo las grandes corrientes de alta frecuencia producirán una caída con efectos no deseados. Naturalmente, algunos de los componentes seleccionados difieren de los usados en la placa de referencia, principalmente en cuanto a sus dimensiones. Esto es porque damos una especial atención a la disposición de los componentes. Algunas de las pistas han sido desplazadas sensiblemente en algunos lugares, y se han añadido unos pocos componentes, pero en general mantenemos la placa recomendada. Si tenemos algún problema ojearemos las fotografías de la placa de referencia en las hojas de características, para observar el ensamblaje del prototipo. Algunos de los componentes mostrados en el esquema que tenemos colocado en la cara de soldaduras de la placa de Tripath, los hemos colocado, en su

lugar, en la cara de componentes. Esto es porque la placa del circuito está colocada en paralelo al disipador en nuestra versión, con los transistores montados debajo de la placa. Esto produce un módulo compacto, atractivo y robusto, que nos ahorrará comentarios para la construcción descrita en la segunda parte del artículo. Podemos afirmar que aunque el módulo parece muy sencillo a primera vista, un examen más profundo nos permitirá descubrir que comparado con el esquema, parece que algunas cosas se han perdido. Muchos de los componentes son de tipo SMD y están colocados en la cara de soldadura de la placa. Esto nos ayuda a evitar los problemas de interferencia y nos da como resultado una placa amplificadora con unas dimensiones muy modestas para una potencia de 2 x 300 W. La mayoría de los dispositivos SMD vienen en formato 0603, el cual no es el mejor para trabajar. Para hacer las cosas más fáciles, intentaremos alimentar la placa del circuito en un futuro próximo con los componentes SMD ya colocados. En la segunda parte de este artículo (Septiembre 2004), veremos con detalle la construcción de este inusual amplificador. (030217-1)

Páginas web

Hojas de características y notas de aplicación del TA3020: www.tripath.com/downloads/ TA3020.pdf Placa de referencia TA3020 -www.tripath.com/downloads/RBTA3020.pdf

elektor

Amplificador Clase-T Ton Giesberts

Una etapa de salida modulada por anchura de pulso con características hi-fi es algo especial. Nosotros ya hemos descrito varios aspectos de este diseño en números anteriores. Siguiendo en esa línea continuamos con una descripción de cómo construir este potente montaje para la casa.

elektor

2x300 W El amplificador modulado por anchura de pulso del que hablamos aquí está basado en el integrado driver TA3020 de Tripath. El término ‘modulado por anchura de pulso’ puede dar lugar a asociaciones negativas, que en este caso están fuera de lugar. Las característica técnicas son excelentes, y el amplificador es ciertamente tan bueno como cualquiera de los modelos de mayor rango que hay en el mercado. Para hacer la construcción tan fácil como sea posible para todos los lectores de Elektor, podemos conseguir la placa de circuito impreso para este proyecto con todos los componentes SMD ya colocados a un precio muy atractivo. No olvide que en una placa de circuito impreso hay integrado un completo amplificador estéreo de 2 x 300 W.

Componentes especiales Antes de comenzar la compra de componentes de forma entusiasta, deberíamos hacer énfasis en que no se puede integrar un doble amplificador de 300 W en una caja realizada con materiales estándar. Cuando toda esta potencia está en ejecución, incluso la fuente de alimentación debe tener unos requisitos especiales. Además de eso, estamos tratando con un amplificador de modo conmutado. Eso hace que la placa del circuito y la calidad de los componentes sean especialmente importantes. Para evitar problemas potenciales, necesitamos saber los requerimientos impuestos por los distintos componentes antes de comenzar el montaje o ensamblaje de la placa del circuito para este amplificador final. La mayoría de componentes se puede obtener del catálogo de Farnell y varios en marcas tales como C-I Electronics y Geist Electronics que ofrecerá kits completos para este ampificador. Es esencial para algunos de los componentes

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Construcción de la placa del amplificador (II)

que sean de tipo SMD, debido a las características de los SMDs y a los cortos caminos de señal (pistas) que se pueden hacer con ellos. Sin embargo, esto no significa que el proceso de soldadura sea un problema, porque todos los SMDs ya están fijados en la placa. Los núcleos de ferrita de las bobinas también están incluidos en la placa de circuito impreso (dos por placa). El bobinado con cable de cobre esmaltado de 1,5 mm requiere unos dedos fuertes, pero diremos más sobre esto más tarde.

Desacoplado La sección que requiere mayor atención con este amplificador es la interferencia que se puede generar rápidamente conmutando grandes corrientes. La placa de circuito, por tanto, se ha diseñado de tal forma que las pistas que llevan grandes corrientes tienen un menor acoplamiento con el resto del circuito. Además, las tensiones de alimentación están siempre desacopladas localmente, en lo que se refiere a mantener los bucles en subcircuitos que lleven corrientes tan grandes como sea posible. En particular, este desacoplo lo proporciona C5, C18, C32, C33, C36 y C37 para los transistores de salida. Nosotros seleccionamos condensadores MKT de 250 V para esos desacoplos, porque soportan mejor las elevadas corrientes de conmutación. Los condensadores C6 y C19 también merecen especial atención. Para esos dos electrolíticos, es extremadamente importante tener la inductancia lo más baja posible y resistencias serie efectivas además de un buen comportamiento térmico. La red amortiguada (C4/R12 y C17/R33) ayuda a eliminar picos de HF. Para ahorrar espacio, las resistencias R12 y R33 están montadas verticalmente. Cuando las coloquemos, reduciremos el bucle tanto como sea posible para mantener su autoinductancia

tan baja como se pueda. Como usamos resistencias de 1 W, debemos permitir un diámetro más grande de lo normal (ver Figura 1). Hemos seleccionado condensadores de tipo cerámico y 200 V (C4 y C17). Esto es porque la tensión máxima que tienen que soportar esos condensadores puede ser casi la tensión de alimentación (aproximadamente 110 V entre las líneas de positivo y negativo) o incluso más con cualquier subida que se pueda presentar.

Supresión de picos inductivos Debido a las dimensiones físicas de los componentes, la autoinductancia parásita siempre estará presente. La consecuencia de esto es que particularmente los picos inductivos (residuos emf) de las bobinas en los filtros de salida se pueden suprimir parcialmente usando diodos Schottky y diodos ultra-rápidos, como diodos fijadores de nivel. Este trabajo lo realizan los diodos D3, D4, D6, D7, D10, D11, D13 y D14. Los diodos que tienen encapsulado DO-15 (MUR120) son el D3, D4, D10 y D11 (MUR120) y se colocan en la placa del circuito. Los diodos D6, D7, D13 y D14, son de tipo SMD con encapsulados DO-214AA (MURS120T3) y se colocan en la cara soldada bajo el integrado (Figura 2). Ambos tipos de diodos soportan unas especificaciones de 1 A/ 200 V, con un tiempo de recuperación de sólo 25 ns.

Circuitos excitadores a MOSFET En la placa de circuito impreso hemos puesto especial atención a los posibles bucles en los caminos entre los driver de salida del integrado y las puertas de los MOSFETs. Esos bucles deben ser tan pequeños como sea posible. El bucle en el circuito

69

D10

D3

C6 D4

C4

C17

C19 D11

R33

R12 T1

T2 T4 C5

C18

T3

C37

R8

L1

K6

K7

K8

C30

C39

D6

C25

D13

C12

C38

C35

C31

D7

D14

C9 C10

R43 C13

C24

R21 C26

R49

R52

R50

P1

C27

C28

030217-1

R24

R51

C15

R23

BBM0

R5

+5V

R2

C3

R4

R1

T

mute

R47

R46

R48

C14

K10

R45

T

JP1

JP2

IC2

R3

C2

1

R26

0

1

C16

R25

0

R22

C1

T

BBM1

P2

R37

R42

T

R40

R14

R38

A

R41

K5

R39

R44

C23

R35

D15

R36

LS+ K1

LS-

C8

C7

C29

R16

L3 IC1

R15

R19

D5

D12

C20

C21 C22

R20 C11

K2

C34

LSK4

K3

LS+

R13 R34

R17

R6

R7

L2

K9

R18

D1

C36

R11

D2

R9

R32

D9

R30

C33

R27

R28

R29

C32

R10 R31

D8

-driver- excitador del MOSFET superior de cada canal consta del driver HO, la resistencia de puerta, la capacitancia de la puerta-fuente y la conexión del driver de retorno (HO1COM o HO2COM). Para el MOSFET inferior, el bucle consta del driver LO, la resistencia de puerta, la capacitancia puertafuente y la conexión de masa del driver (LO1COM o LO2COM). Los impulsos encargados de conmutar los MOSFETs están limitados por las resistencias incorporadas en los circuitos de puerta. Esto nos conduce inevitablemente a un compromiso entre los retardos para pasar a corte un MOSFET y el paso a activo del otro. Para este amplificador, recomendamos las resistencias limitadoras de 5,6 Ω. Esto también permite que parte de la potencia que debería disiparse en los transistores driver pueda hacerlo en las resistencias. Otro compromiso naturalmente es la máxima potencia que es capaz de disipar el amplificador y el MOSFET seleccionado. Desdichadamente, la máxima corriente de drenador va mano a mano con la elevada capacitancia puertafuente (Ciss = 3800 pF max.). La autoinductancia parásita de la puerta también es un factor, se puede construir o quitar el que la tiene más baja, ya que carga la puerta más rápida. Para acelerar el corte del MOSFET, los diodos se pueden colocar en paralelo

Condensadores: C1,C14 = 3µF3 50V, MKT, separación de patillas 5 ó 7,5 mm C4,C17 = 220pF 200 V, COG, separación de patillas 5 mm, cerámico radial multicapa, Multicomp (Farnell # 747-075, 1+) C5,C18,C32,C33,C36,C37 = 100nF 250V, separación de patillas 7,5 ó 10

-

Resistencias: R6,R11,R27,R32 = 0Ω01, separación de patillas 9 mm, MPC75-E01 (H.O.D1, Bürklin2) R7,R9,R28,R30 = 5Ω6/1 W separación de patillas 15mm (max.), PR01

mm, w x l = 6 x 13 mm (max.), Wima MKS4 (Farnell # 148-888, 1+) C6,C19 = 47µF 160V radial, separación de patillas 5 mm, diámetro 10 mm (max.), 105ºC, Panasonic EEUED2C470 (Farnell # 83-6400, 1+) C8,C21,C38 = 47µF 25V radial C9,C22 = 220nF 400V MKP, separación de patillas 15 mm, w x l = 8.5 x 18 mm (max.), Epcos B32652-A4224-J (Farnell # 400-3755, 1+) C10,C23 = 100nF 400V MKP, separación de patillas 15 mm, w x l = 7 x 18 mm (max.), Epcos B32652-A4104-J (Farnell # 400-3731, 1+) C30,C31,C34,C35 = 470µF 63V radial, separación de patillas 5 mm,

--

Los componentes SMD pre-fijados no aparecen en la lista. Si necesitamos identificar dichos componentes, podemos descargarlos de nuestra página web. Algunos proveedores sugeridos son mencionados sólo con componentes inusuales. Esos suministradores no son exclusivos.

BCComponents (Farnell # 337-584, 10+) R12,R33 = 15Ω 1W, PR01, BCComponents (Farnell # 337-638, 10+) R13,R34 = 240Ω R14,R35 = 22Ω 5W (vertical)) P1,P2 = 10kΩ preset

++ 0

Lista de componentes

Figura 1. Capa de componentes (parte superior de la placa del amplificador).

elektor

diámetro 13 mm (max.), 105ºC, Nichicon UPM1J471MHH (Farnell # 415-3030, 5+) Bobinas: L1,L2 = 11µH3, 29 vueltas 1,5 mm ECW (SWG 16) en núcleo T106-2 (Micrometals) (núcleo suministrado con PCB pre-fijada) Semiconductores: D1-D4,D8-D11 = MUR120 1 A/200 V ultra-rápido, ON Semiconductor (Farnell # 930-994, 1+) D15 = LED, rojo, alta eficiencia T1-T4 = STW38NB20, TO-247 encapsulado, 200 V/38 A, ST (Farnell # 323-9408, 1+)

IC1 = TA3020, Tripath3 IC2 = CNY17-2 Varios: JP1,JP2 = conector de 3 pines con jumper K1-K4,K6-K9 = espadín, vertical, montaje en PCB K5 = regleta de 2 vías para PCB, separación de patillas 5 mm K10 = conector de 2 vías Zócalo para integrado 48 pines, zócalo DIP con pines torneados 0,6” de (15,24 mm) separación de filas (Farnell # 416-8653, 1+) 4 arandelas cerámicas AOS220SL, Fischer, 14 x 18 mm, 4.5 mm thick (Huijzer-Avera4)

Disipador 0.6 K/W, 160 x 150 mm, Marston 938SP01500A200 (Farnell # 526-794, 1+) PCB, código de pedido 030217-91. Viene con todos los componentes SMD premontados y se suministra con los núcleos para L1 y L2.

1. www.hod-electronics.nl 2. www.buerklin.de 3. [email protected] 4. www.huijzer.com/

Tensión de alimentación y masa

Figura 2. Lado de pistas de la placa amplificadora. Los componentes SMD están pre-fijados.

con las resistencias de puerta. Estos diodos son también de recuperación ultra-rápidos en encapsulados normales (MUR120). Gracias a sus relevantes dimensiones, se pueden puentear varias pistas en la placa de circuito impreso. Una desventaja del uso de esos diodos es que la potencia de disipación en los drivers se incrementa. Debido a su potencia de disipación, las resistencias de puerta son de 1 Ω. Nosotros hemos seleccionado la serie súper-compacta PR-01 de BC Compo-

elektor

nents. Debido a la construcción de esas resistencias de película metálica (ranura helicoidal), inevitablemente tienen una autoinducción importante, pero la impedancia de este tipo de resistencia es aún relativamente constante hasta los 10 MHz. Una buena alternativa podría ser las resistencias de película de carbono, la cual tiene mucha menos autoinducción debido a su construcción. En la placa del circuito se proporciona espacio suficiente para las de este último tipo.

La tensión de alimentación principal está conectada a la placa del circuito utilizando terminales planos (tipo coche). Esto permite que corrientes muy grandes puedan circular y facilitar la conexión de la placa a la tensión de alimentación. En los terminales de alimentación se colocan condensadores electrolíticos especiales para desacoplar los picos de corriente de RF. Nosotros hemos hecho lo mejor para implementar esas conexiones como puntos de inicio, pero teníamos que conseguir mantener la distancia entre el integrado y las patillas del MOSFET lo más corta posible. Para los condensadores de desacoplo C30, C31, C34 y C35, seleccionamos los de la familia Nichicon que combinan una muy buena relación capacidad/tamaño con una baja resistencia serie y baja autoinductancia. La elección óptima de esta familia es el modelo de 470 µF con una tensión de trabajo de 63 V. En nuestro caso, esto determina la máxima tensión de alimentación permitida para el amplificador final. Desde el punto de inicio, una pista recorre la bobina (L3) que aísla las masas analógica y digital del circuito integrado. Esta bobina viene en un encapsulado SMD (1812A) y está colocada en la cara de soldadura justo

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Placa del circuito prefijada Debido a la naturaleza especial de este amplificador (particularmente las altas frecuencias de conmutación), la elección de componentes es especialmente importante y el uso de componentes SMD en varias posiciones es inevitable. La mayoría de constructores de amplificadores tienen poca o ninguna expe-

riencia en el soldado de esos componentes miniatura, y por esta razón suministramos la placa de circuito con todos esos componentes ya fijados. Todo lo que tenemos que hacer es fijar el integrado y los componentes normales. Además, con la placa se suministran dos núcleos para las bobinas

de salida, ya que ellas están hechas de un material especial. El precio de la placa de circuito y bobinas es sólo de unos 49 euros. Éste es un diseño de dos canales, así que sólo necesitamos una placa de circuito para un amplificador estéreo.

Figura 3. Para las bobinas de salida deben colocarse varias vueltas, una encima de otra. Los transistores de salida se fijan en el disipador debajo de la placa de circuito, usando separadores especiales.

debajo del integrado (Figura 2). Es un miembro de la familia Epcos SIMID y tiene un valor de 10 µH, con una resistencia serie de menos de 1 Ω y tiene una corriente de más de 300 mA. Las conexiones de masa para las salidas del altavoz también se taladran desde el punto de inicio, de esta forma las corrientes de los altavoces son conducidas de nuevo hacia la fuente de alimentación principal tan directamente como sea posible. Esto evita interferencias con otras partes del amplificador. Los planos de masa de la placa del circuito están exclusivamente realizados para proporcionar protección contra interferencias. Sólo están conectados al pin AGND de la alimentación (pin 28). Esto significa que ninguna otra conexión al amplificador se hará desde los planos de masa. También utilizamos un punto de inicio para las conexiones entre la tensión analógica de +5 V y los diferentes componentes, incluyendo potenciómetros, jumpers y resistencias puente para las configuraciones del modulador. Esto se

72

puede ver en la cara de componentes de la placa de la Figura 1.

Construcción A pesar de toda la atención dada al diseño, el nivel de interferencia generado por la etapa de salida es bastante alto. Esto significa que se deben tomar medidas adicionales para minimizar los efectos negativos de la parte analógica. Esto se hace para mantener la superficie necesaria para fijar los componentes pasivos tan pequeña como sea posible. La única forma de conseguir esto es implementar prácticamente todo utilizando componentes SMD, y colocarlos tan cerca como sea posible debajo y al lado del integrado en la cara de soldadura de la placa (ver Figura 2). Los únicos componentes que parten de esta regla son los dos potenciómetros para ajuste del offset DC y los condensadores de entrada. Cualquier interferencia captada por los potenciómetros se filtra por C3 y C16. La interferencia captada por C1 y C14 se filtra por C2 y

C15. Algunos de los SMDs deben soportar una tensión mayor de 50 V, debido a su colocación en el circuito. Esto se aplica a R15, R16, R36, R37 y R51. Los componentes SMD también se usan para R8, R10, R29, R31 y varios condensadores de desacoplo, porque esto nos da un mejor resultado funcional y ocupa menos espacio. Para los lectores que deseen soldar los componentes SMD, a pesar del hecho de que la placa se sumistra con componentes SMD ya fijados (por ejemplo, para cambiar la sensibilidad de la entrada o modificar la placa para una tensión de alimentación menor), las placas soldadas están diseñadas para permitir el uso de encapsulados 0805 ó 0603 en condensadores y resistencias SMD. Podemos tocar una soldadura con un soldador de fina punta, lo cual simplifica notablemente la soldadura en SMD. Para los condensadores en los filtros de salida, hemos elegido los de tipo polipropileno 400 V que son especialmente adecuados para aplicaciones

elektor

Conexiones Kelvin Las conexiones Kelvin (las cuales también se llaman medidas de cuatro puntos, dependiendo de la aplicación) se usan en tres puntos del amplificador para eliminar los efectos de la resistencia de contacto y la inductancia parásita. Una conexión Kelvin es una conexión a los terminales de un componente específico para una medida precisa de la tensión en el componente sin usar ningún truco extra. Aquí tales conexiones se usan para medir la caída de tensión en las resistencias de prueba para la detección de sobrecorrientes, la realimentación desde los terminales del altavoz y la masa de entrada. Para la detección de corriente, debería ser evidente que son necesarios cuatro

con pulsos de carga extremos. Aquí también usaremos una versión compacta. Esos condensadores tienen una separación de patas de sólo 15 mm, los cuales nos dan un bajo valor de autoinductancia parásita. Hay bastante hueco aquí para la mayoría de los componentes si deseamos usar uno de otro tipo diferente (tales como condensadores de poliéster o de otro fabricante).

Construcción de bobinas El cableado de las bobinas de salida no es difícil, pero debemos poner especial atención al método de bobinado. Con un diámetro de cable seleccionado de 1,5 mm (16 AWG), las 29 vueltas no se fijarán en el núcleo seleccionado en una simple capa. Para mantener la capacitancia interna tan pequeña como sea posible, la bobina está bobinada progresivamente en aproximadamente siete secciones. Esto significa que después de las primeras tres vueltas, la cuarta vuelta la colocaremos sobre la tercera, y la quinta vuelta se bobinará directamente en el núcleo junto a la tercera vuelta. Seguiremos con las vueltas seis y siete, con la vuelta ocho de nuevo comenzaremos a colocarla sobre la vuelta siete, de nuevo la vuelta nueve junto a la ocho y así sucesivamente (ver Figura 3). El espesor del alambre hace que el trabajo no sea muy fácil de hacer. Dependiendo de cómo de bien enrollemos la bobina, podremos colocar más o menos vueltas en cada capa, por lo que tendremos más o menos capas.

elektor

puntos de medida, porque la resistencia de la resistencia de prueba es sólo de 10 mΩ. Los terminales de medida de sobrecorriente se taladran directamente desde los terminales de la resistencia. Los terminales para chequeo de sobrecorriente se colocan directamente separados de las patillas de la resistencia. Las resistencias elegidas son con encapsulado cerámico (MPC75 de Fukushima Futaba Electric Co. Ltd.), ya que tiene una autoinducción prácticamente de cero. Si no podemos obtener esas resistencias, tendremos que buscar otras resistencias con baja inductancia y la misma forma. Las resistencias con terminales axiales no son muy adecuadas, porque su colocación en vertical producirá una gran auto-inducción.

Integrados y transistores de salida La mayoría de la gente probablemente será reticente a soldar el circuito integrado a la placa del circuito, así que nosotros buscaremos un zócalo de integrado de 48 pines con muy alta calidad. Pondremos contactos metalizados de 30 micrones en oro metalizado que soporten 3 A, ya que menos no nos satisface. Un detalle muy importante en la colocación de los transistores de salida es el material para los aislantes eléctricos. Como esos transistores tienen la superficie disipadora metálica eléctricamente conectada al drenador (T2 y T4), la capacitancia al disipador (el cual está conectado a masa) debería ser grande si estuviera fijado usando aisladores hechos a partir de mica, goma silicona, espuma silicona o incluso un material elegante como Kapton. Nosotros lo probamos, y a la máxima potencia había corrientes parasitarias grandes que no podían suprimirse. Hay una buena solución a este problema, usar un aislador cerámico (Al2O3) que tiene varios milímetros de espesor. El aislante que usamos aquí es el modelo de Fischer AOS220SL, el cual tiene un espesor de 4,5 mm y se usa realmente con los encapsulados TO-220, el lugar del encapsulado mayor TO-427. A pesar de ser un poco más pequeño, el aislante completo cubre la superficie del disipador metálico del transistor. También ayuda a mantener la capacidad parásita extremadamente pequeña. Para el disipador encontramos un modelo con una gran superficie para montar la placa de circuito paralela a la superficie. El modelo seleccionado (de

Cada par de pines de señal están colocados junto a los pines del circuito integrado. Lo mismo podemos aplicar a la realimentación de los terminales de los altavoces (a las resistencias correspondientes). Para la masa de entrada, el uso de una conexión Kelvin significa que todas las conexiones de masa están rutadas de forma individual al pin de masa común del circuito integrado (el terminal de ‘0 V’ para la tensión de alimentación +5 V). Esto se puede ver de forma clara en la capa de soldadura de la placa del circuito amplificador. Algunas de las pistas de la placa de circuito impreso se unen aquí, por lo que necesariamente se ensancha un poco.

Marston) tiene una anchura de 160 mm y una profundidad de 150 mm, e incluso proporciona un poco de claridad en los bordes. En la base, con un espesor de 10 mm, se pueden hacer ocho agujeros para tornillos de 3 mm, para colocar la placa del circuito y los cuatro transistores de salida. Recomendamos centrar primero la placa en el disipador y marcar las esquinas de los cuatro agujeros. Después, doblaremos las patillas de los transistores de salida exactamente por la parte que son más finas, las pondremos en la posición y las marcaremos para la colocación de los transistores. Deberíamos usar los separadores cilíndricos (de tipo metálico con rosca por un extremo) con una longitud de aproximadamente 10 mm para sujetar la placa al disipador. La rosca final probablemente sea demasiado larga para ser roscada completamente en el disipador. Esto se puede solucionar colocando una arandela y una tuerca de retención en el extremo final, de manera que la placa se monte a la altura correcta y las patillas de los transistores de salida pasen a través de los agujeros en la placa del circuito con un ahorro de longitud.

Lo que queda Todo lo que nos falta ahora es la tensión de alimentación y el esquema de cableado, lo cual veremos en el número del próximo mes, donde presentaremos algunos resultados medidos para el amplificador completamente ensamblado. En otro artículo trataremos otros aspectos, como filtros de entrada y salida y problemas EMC, el próximo mes. (030217-2)

73

Amplificador de Clase T de 2x3

Ton Giesberts

Como ya mencionamos en anteriores entregas de este artículo, este amplificador final necesita algo más que una fuente de alimentación simétrica de alta potencia. En esta parte final, examinaremos la fuente de alimentación principal, el resto de fuentes, el ensamblado final y el alineamiento. La parte de entrada analógica del TA3020 trabaja con una tensión estabilizada de 5V. Se necesita una tensión auxiliar de 10 V estabilizados

6

para controlar los MOSFET. La placa principal de alimentación tiene un interruptor de retardo (limitación de corriente). Una característica adicio-

nal es un circuito buffer con un inversor de fase, lo que permite que los dos canales puedan funcionar en una configuración de puente sin que sean

elektor

300 W ClariTy necesarias más modificaciones en la placa del amplificador. Naturalmente, el indicador de potencia y la señal de silencio también están presentes.

Fuente de alimentación analógica y circuito de silencio La fuente de alimentación analógica de 5 V tiene su propio transformador (TR1, 2 x 9 V). Añadimos un pequeño circuito de componentes discretos para generar señal de silencio bien definida (ver Figura 1). La alimentación de este circuito se toma directamente de la salida del puente rectificador (B1), filtrada por un pequeño condensador (C14), así, el amplificador puede conmutar al modo de silencio tan rápidamente como sea posible cuando la tensión principal desciende. El circuito de silencio es la cima de la sencillez: después de que C13 se ha cargado, T2 tiene bastante tensión para excitar completamente al optoacoplador de la placa del amplificador. C13 se carga de forma lenta a través de la resistencia R11 hasta alcanzar el nivel definido por el divisor de tensión R9/R10. D2 limita la tensión de la salida mute (silencio), pero el último valor no es especialmente crítico. Cuando la tensión de alimentación de red se viene abajo, el condensador C13 se descarga rápidamente a través de D3. La señal de silencio (mute) se puede conectar a la placa del amplificador a través del conector K2. La tensión de alimentación negativa sólo se necesita para alimentar el inversor de fase. Los reguladores de tensión positiva y negativa se usan para las tensiones de +/– 5 V. Esta tensión simétrica se puede conectar a la placa del amplificador a través de K1. La tensión negativa también está disponible en un espadín soldado, de esta forma está accesible para otras aplicaciones definidas por el usuario.

elektor

Parte 3: Alimentación, ensamblado y alineación

Tensión auxiliar y encendido con retardo La tensión de alimentación, 10 V de tensión para la etapa de salida, también se obtiene de un transformador de aislamiento (TR2). Después de la rectificación y el filtrado, la tensión se estabiliza usando un regulador estándar de + 10 V. Si tiene dificultades en encontrar un regulador de 10 V, puede usar uno de 9 V. Para esta fuente se muestran dos tipos diferentes de transformadores en el esquema eléctrico. La PCB está diseñada para encajar un transformador con dos bobinados separados (2 x 6 V) o uno con un sólo devanado (1 x 12 V). En cualquier caso, hay un voltaje de 12 V ac. Igual que con el suministro analógico, el filtro se sitúa después de un diodo extra, en vez de seguir directamente al puente rectificador. El voltaje proporcionado por el rectificador B2 se usa para alimentar los relés del interruptor de retardo de la potencia principal. Esta tensión también tiene un filtrado mínimo (C19). Esto hace que los relés se desarmen tan rápido como sea posible cuando la potencia principal disminuye. El interruptor de retardo consta de dos relés, el primero (RE1) conecta la tensión al amplificador a través de un conjunto de resistencias de alta potencia para limitar la corriente magnetizante en el transformador y la corriente de carga de los condensadores electrolíticos de la fuente de alimentación principal. Estas resistencias de alta potencia consisten en 5 resistencias de 10 W y 220 Ω conectadas en paralelo. Dos de ellas se montan sobre las otras tres separadas una cierta distancia. La capacidad de carga de pico debe tenerse en cuenta a la hora de dimensionar estas resistencias. La potencia disipada transitoria está sobre los 1.200 W y la potencia absoluta de pico disipada es realmente de mas de 2 KW.

El segundo relé (RE2) cortocircuita las resistencias y conecta el transformador (de 1.000 VA en nuestro prototipo) de la fuente principal directamente a la tensión principal de red. Esto permite al amplificador funcionar con un interruptor principal relativamente pequeño (un tipo 6 A). Con el circuito de retardo, el valor efectivo de la corriente de conexión del circuito no debe superar los 5,2 A. El circuito de control para el interruptor de retardo es un diseño estándar. El divisor de tensión R6 / R7 / R8 asegura que la tensión en la base de T1 no es tan alta como para que éste conduzca suficiente corriente para armar RE2 hasta que la tensión de alimentación haya alcanzado dos tercios de su valor nominal. El tiempo requerido para que se alcance este valor está retardado por el tiempo de carga de C20. El valor de C20 puede mantenerse en un valor mínimo usando valores iguales de R6 y R7 para fijar el tiempo de retardo. Cuando la tensión principal disminuye, D5 provoca que C20 se descargue rápidamente. Con esta configuración, el retardo se mantiene todo lo constante que es posible si la tensión de alimentación se conecta y desconecta rápidamente. El indicador de alimentación principal de red se realiza con un LED (D7) que, por tanto, debe ser claramente visible en el frontal del amplificador.

Fuente de alimentación principal de red Lo compacto de este amplificador se contrarresta con la masa de la fuente de alimentación. Por supuesto, podríamos haber fabricado una fuente de alimentación conmutada, pero ésta hubiera tenido que suministrar unos buenos 40 A a un poco menos de +/- 60 V, lo cual es un desafío, por no decir algo peor. Debería estar claro porqué hemos elegido un diseño convencional.

7

F1 200mA T C12

R9

+5V

C9

IC1

T2 R11

7805

D1

10M

B1 C11

C10

BC517 +5V

C4

C3

C2

C1

470µ 25V

100n

10µ 63V

100n

C8

C7

C6

C5

470µ 25V

100n

10µ 63V

100n

D2

B80C1500

200mA T

4µ7 63V

D3

K1

1N4002

R10

BAT85

0

K2 C13

10k

F2 2x 9V 3VA3

C14

5k6

TR1

MUTE

470n

4x 47n

5V6 0W4

-5V

K3 TR2

7905

F3 500mA T

S1

AMP F6

IC2

C24

MAINS ON / OFF

16A FF

–5V

C21

IC3 AMP

7810

D4

B2 F5

C23

C22

(VN10)

1N4002 C18

C17

C16

C15

100n

10µ 63V

100n

AMP F7

50mA T 2x 6V (1x 12V) 4VA5

1000µ 25V

B80C1500 4x 47n

16A FF

K4 R1 220Ω 5A T

C19

R2 10W 100µ 25V

220Ω R3 10W 220Ω R4 10W

K5

RE1

220Ω R5 10W

+5V

220Ω 10W

IC4 = TS922IN

2

1N4002

RE2

D6

3

D5

220k

R6

R7

4

RE1, RE2 = RP710012

68k

R8

BC517

100n

IC4

220k

1N4148 T1

C20 22µ 40V

IC4.A

1

R12

C25 8

R13

20k0

F4

C26

D7

–5V

6

5

100n R14 560Ω

20k0

IC4.B

7

POWER 030217 - 2 - 11

Figura 1. Aparte de los voltajes auxiliares, la placa de alimentación proporciona el retardo de conexión, la señal de silencio (mute) y un inversor de fase para el modo de funcionamiento en puente.

LISTADO DE COMPONENTES Placa de la fuente de alimentación Resistencias: R1-R5 = 220Ω 10W (por ejemplo AC10 de BC Components) R6,R7 = 220kΩ R8 = 68kΩ R9 = 5kΩ6 R10 = 10kΩ R11 = 10MΩ R12,R13 = 20kΩ0 1% R14 = 560Ω Condensadores: C1,C3,C5,C7,C15,C17,C25,C26 = 100nF cerámico C2,C6,C16 = 10µF 63V radial C4,C8 = 470µF 25V radial C9-C12,C21-C24 = 47nF cerámico C13 = 470nF C14 = 4µF7 63V radial C18 = 1000µF 25V radial C19 = 100µF 25V radial C20 = 22µF 40V radial

8

Semiconductores: D1,D4,D5 = 1N4002 D2 = diodo zéner 5.6V 0.4W D3 = BAT85 D6 = 1N4148 D7 = LED, rojo, baja corriente T1,T2 = BC517 IC1 = 7805 IC2 = 7905 IC3 = 7810 IC4 = TS922IN ST (Farnell # 332-6275) Varios: B1,B2 = B80C1500, encapsulado recto (– ~ + ~) (80V piv, 1.5A) K1 = regleta de dos vías para PCB, separación entre patillas 5 mm K2 = conector de 2 vías K3,K4,K5 = regleta de dos vías para PCB, separación entre patillas 7,5 mm F1,F2 = fusible, 200 mA / T (retardado) con soporte para montaje en PCB F3 = fusible, 500 mA / T (retardado) con soporte para montaje en PCB F4 = fusible, 5 A/ T (retardado) con soporte para montaje en PCB F5 = fusible, 50 mA / T (retardado) con soporte para montaje en PCB F6,F7 = fusible, 16 A/FF (muy rápido), 6,35 x 32 mm (código de Farnell # 534-699 soporte código # 230 - 480)

RE1,RE2 = RP710012 16A/12V/270Ω (Schrack, Farnell # 388-312) TR1 = transformador de red, 2 x 9 V / 3,3VA (por ejemplo, Myrra 44200, 2 x 1VA6) TR2 = transformador de red, 2 x 6 V (o 1 x 12 V) / 4VA5 (por ejemplo, Myrra 44235, 2 x 2,5 VA) 1 x terminal espadín, para montaje en PCB, 2 contactos, recto 6 x terminal espadín, para montaje en PCB, para montaje con tornillo/tuerca de 3 mm Disipador 15 K/W para IC3 (ICK35SA Fischer) S1 = interruptor de red on/off con contactos de 6 A

Fuente de alimentación de red Transformador de red 1.000 VA, 2 x 42 V/ 11.9 A (como Amplimo/Jaytee Z8022) Puente rectificador 140 V / 50 A (por ejemplo Diotec Semiconductor KBPC 5002FP, Farnell # 393-5292) 8 condensadores electrolíticos, 63 V / 15,000 µF (por ejemplo BC components # 2222 154 18153, Farnell # 248-022) 4 abrazaderas para condensadores electrolíticos de 35 mm de diámetro (Farnell # 306-526) Enchufe aplique IEC para montaje en chasis PCB, código de pedido 030217-2

elektor

C17

D4 RE2

~

C23

C19 C18

R9 C14 C24 C22

C1

C26 C11

C8 D1

C21 C10

~

C25

C4 F2 200mA T 200mA T

K5

D5 R7 R6 R8

~

C3

C7

C20

D6

R14 C5 C6

C13

C16

IC4

RE1

16A FF T1

D3 R11 D2 R10 IC2

F7

+

16A FF

R12 R13

T

F6

K1

IC1

VN10

IC3

C2

-

T2

C15

AMP.

0

D7 -5V

T

AMP.

+5V K2

T

AMP.

-

--

++

0

B2

K4

C12

H5

~

C9

F3 500mA T

B1

TR1

030217-2

2-712030 ROTKELE )C(

TR2

F5

50mA T

F1

F4 5A T K3 R3 R5 R2 R4 R1

S1

Figura 2. La placa de la fuente de alimentación tiene espacio para varios fusibles, lo que proporciona una buena protección al amplificador.

En consideración a los niveles de corriente involucrados aquí, hemos seleccionado un rectificador resistente que puede afrontar una intensidad continuada de 46 A y un pico de corriente de 90 A. Para los condensadores electrolíticos de la fuente de alimentación se han seleccionado modelos que puedan aguantar grandes intensidades de AC. Los condensadores normales de fuentes de alimentación no están diseñados para trabajar en esas condiciones tan duras. De la línea 2222 154 de BC Components hemos seleccionado un condensador que puede manejar intensidades en alterna de unos 11 A a 10 KHz (o 20 a 100 Hz) y que tiene unos valores bajos de autoinductancia y ESR (un condensador electrolítico alto y de pequeño diámetro). Conectando cuatro condensadores en paralelo para cada mitad de la fuente se asegura una vida útil prolongada. Aquí podemos hacer un pequeño truco: pidiendo diez condensadores en un solo lote de Farnell nos saldrá más barato que si adquirimos ocho por separado. Si cree que la fuente de alimentación está sobredimensionada con los valores especificados para los componentes, no estaremos totalmente en desacuerdo, sin embargo, debería tener en mente que a una potencia senoidal de 2 x 200 W la tensión de salida de esta fuente disminuye 5 V.

10

Protección La tensión principal se lleva a la placa de alimentación a través de K4. EL fusible primario del transformador principal (F4) también encaja aquí, así que no es necesario usar un conector de potencia con fusible integrado. La tensión principal para las tensiones auxiliares se deriva después del fusible del transformador principal. Si el fusible primario se quema, la potencia se corta al resto del amplificador. Si F1 y/o F2 se queman puede ocurrir que sólo se corte la corriente a una parte del amplificador. En este caso, al perderse la mayor parte de la tensión de alimentación de + 5 V, no habrá señal, lo cual no tendrá ningún efecto pernicioso, como mucho se oirá un pequeño “pop” por los altavoces. Como medida de seguridad adicional, la fuente de alimentación principal está protegida por dos fusibles FF de 16 A en cápsulas de 32 mm. Esto asegura que la tensión caiga rápidamente en caso de cortocircuito, en lugar de tener que esperar a la descarga de los condensadores de la fuente. Estos fusibles están acoplados en la placa de la fuente de alimentación y están conectados entre los grandes condensadores de la fuente y la placa del amplificador usando conectores planos (de coche) atornillados. La ventaja de usar soportes de fusible separados es que

los clips para montar en PCB que se usan aquí pueden manejar una corriente continua de no menos de 15 A (con una área de cobre apropiada en la placa del circuito) La mayoría de soportes para fusible de PCB sólo permiten una corriente continua de 5 A.

Ensamblado Para nuestro prototipo elegimos el método “no tan rápido y sucio” y fabricamos nuestra propia caja a partir de una lámina de aluminio. Esto produce un diseño poco convencional, cuya forma está determinada por las dimensiones del radiador, el transformador toroidal, los condensadores de la fuente y la placa de alimentación (Figura 2). EL radiador forma el frontal de la unidad. La entrada de alimentación principal, los conectores de entrada y de los altavoces se sitúan en la parte posterior. Por supuesto, se puede situar todo en otro tipo (estándar) de caja. En nuestro diseño hemos tratado de mantener las conexiones de la fuente de alimentación tan cortas como ha sido posible y hemos acoplado la placa de alimentación sobre el gran transformador toroidal. Los cuatro orificios de sujeción para esta placa están lo suficientemente alejados los unos de los otros como para permitir asegurarla a

elektor

Zócalo de conexión a la red eléctrica

C18 030217-3 (D)

R2

~

~ R3

T

~

230V

R4

C19 R1

~

K4

C20

K3

L5

C17

Interruptor de alimentación R3 R5 R2 R4 R1

2x42V 1000VA 11.9A

S1 K3

F4 5A T F5

TR2

030217-2

TR1

50mA T

POWER F1 B1 B2

F7

16A FF T1

C7

C20 C16 IC3 C15

0

T2

C4

C25 R12 R13

K1

D7 -5V

K2

+5V

0

C2

C8

++

AMP.

--

AMP.

-

AMP.

C3

C3

16A FF

C26

C6

D6

RE1 F6

F2 C4

C7 C5

~

C8 D1

R9 C14 C24 C22

D4

L1

C11

C23

L2

C19 C18

K1

RE2

~

C1

~

T

VN10

T

K5

C17

C1

R14 C5 C6

C13

IC1

T

D5 R7 R6 R8

-

D3 R11 D2 R10 IC2

IC4

C2

K4

C21 C12 C10

T

T

030217-3 (A)

K2

F3 500mA T

~

C9

200mA T 200mA T

+

50A

R42 C26

C10

C13

1 0

C22

K3

LS+

C35

D8

L2 C33

D9

R30

C37

R32

R9

D2

R11

L1

R31

C36

R28

K8

K7

K6

-

R29

R8

T3

T2 T4 C17

R12

D10

C4

C19 D11

T1

C5

C18

R10

R33

L4

R7

C34

D14 C25

D13 C39

C38

D7 D6 C12

C30

--

K9

AMP

LS+

030217-3 (C)

D1

C21

C20

D12

D5

C7

C8

LSC31

R13

K2

R34

LS+ K1

LSK4

L3 IC1

R15

R20

C9

C11

++ 0

R27

C29

R16

T

R18

R19

LS-

LS-

R6

JP2

1 0

R21 R17

C13

C32

MUTE

R43

T

R35

P2

R49

R51

LS+

C14 C15

C23

D15

R50

R52

LS+

C10

C16

LS+ LS-

C24

C9

R36

C12

JP1

R48 R45 C16

R25

C15

R23

R24

C27

R41

P1

C28

R40

R44

R39

A K5

R38

R14

R37

T

LS-

C11

BBM1

mute

R46

K10 R2

R3

C3

R4

R1 C2

R26

C1 R5

IC2

+5V

R47

LS+

AMP

030217-1

T R22

L3

H17

LS-

LSLS+

C14

T

030217-3 (B)

T

BBM0

8x 15000µF 63V

030217 - 3 - 11

D4 D3

C6

Figura 3. El diagrama de conexiones también muestra los filtros. Asegúrese de hacer las conexiones lo más cortas posibles.

la base con un espacio de separación suficiente del transformador. Cada una de las dos filas de cuatro condensadores electrolíticos se sitúa cerca entre sí, en un solo grupo. Sus terminales se conectan juntos usando pequeñas chapas de aluminio de 2 mm. Asegúrese de proporcionar una separación suficiente entre las placas para las polaridades +, - y 0. Recomendamos acoplar conectores planos atornillados a las placas, para simplificar el cableado y el mantenimiento. Los condensadores pueden asegurarse adecuadamente usando cuatro abrazaderas. Donde sea necesario, debe romperse en cada abrazadera una lengüeta de montaje. El diagrama de conexión se muestra en la Figura 3, en la que también están las placas del filtro, las cuales debemos describir más adelante.

12

Las dos patas centrales del transformador (neutro/tierra) están conectadas a un lateral de la chapa de tierra común para los condensadores electrolíticos, entre los terminales de más y menos del puente de rectificación. En nuestro diseño, el puente de rectificación está ajustado al panel lateral, lo que le proporciona una adecuada superficie de refrigeración. En el lado opuesto a los condensadores electrolíticos, los tres terminales de alimentación (incluyendo el neutro) se conectan a los terminales de alimentación de la placa de la fuente de alimentación marcados con las flechas de “input”. Los cuatro terminales para las tensiones de alimentación están así disponibles en la placa de la fuente. El trayecto hasta la placa del amplificador debe ser lo más corto posible. Esto

también puede aplicarse a los 10 V de voltaje auxiliar. Para la tensión primaria de alimentación debe usarse cable de un hilo con una sección de al menos 4 mm. La señal de silencio para el amplificador se genera en la placa de la fuente de alimentación, y se conecta a la placa del amplificador mediante cable de pares de pequeño diámetro de un solo hilo. La alimentación analógica se lleva a la placa del amplificador usando cable de pares monofilar (1,5 mm2). La salida de alimentación primaria de la placa de la fuente se conecta directamente al gran transformador toroidal. Aún queda sitio, si se desea, para colocar un pequeño ventilador en el panel posterior para refrigeración. Intente llevar los cables de las señales de entrada lo más lejos posible de los

elektor

Para un funcionamiento adecuado y una mínima distorsión, debe prestarse una especial atención a la polaridad de las conexiones del filtro del altavoz cuando el amplificador final se hace funcionar en modo puente. En este caso, el amplificador se cablea igual que para el modo estéreo. Naturalmente, sólo es necesario construir el filtro de entrada para un solo canal. La salida del filtro de entrada va al circuito ‘buffer’ de la placa de alimentación (IC4). Dos señales van desde el buffer a las entradas en la placa del amplificador final. No es necesario decir que estas conexiones deben hacerse usando cable apantallado de audio de buena calidad. Los filtros del altavoz LS + forman los terminales del altavoz del amplificador de puente. Como las corrientes de retorno de los filtros no tendrían ningún sitio a donde ir si dejamos las salidas LS - abiertas, las dos salidas LS - deben conectarse juntas. Si el amplificador se usa en modo puente, es esencial asegurarnos de que las salidas del amplificador no se cortocircuitan juntas accidentalmente (debido a un cableado incorrecto, por ejemplo).

Dos canales en modo puente Si un amplificador estéreo se va a usar en modo puente, los dos canales deben alimentarse con señales de la misma amplitud y opuestas en fase. Para evitar cambiar conexiones o componentes en la placa del amplificador, se proporciona un sencillo circuito ‘buffer’ en la placa de alimentación. Esto quiere decir que aparte de dos condensadores de desacoplo para las tensiones de alimentación, sólo son necesarios dos operacionales y dos resistencias. Puesto que se usan tensiones de alimentación balanceadas, no se requieren condensadores de desacoplo para ninguno de los offset que pueden presentarse a las entradas o las salidas. Debido a la sencillez del diseño, podemos encontrar pequeñas tensiones de offset en las salidas, pero el amplificador final está acoplado en AC y es totalmente inmune a dichos offset.

transformadores. Los cables del altavoz deben cablearse como un par trenzado para que cada canal contrarreste los efectos de los campos interferentes.

Alineamiento El único alineamiento requerido es ajustar los offsets de DC de las salidas, que puede hacerse después de que el amplificador esté montado, pero que debería hacerse durante el testeo del sistema antes del montaje final. Naturalmente, las tensiones de offset deben fijarse a 0. Los offset deben ajustarse (usando P1 y P2 en la placa del amplificador) con el amplificador conectado y funcionando en modo normal (no silenciado), con la potencia nominal pero sin ninguna señal de entrada. En el modo silencio, sin ninguna carga, el amplificador tiene una impedancia de salida de unos 10 kΩ. En esta situación, habrá un ligero voltaje a la salida que no es necesario ajustar.

Tabla 1. Configuración de los jumpers de tiempo muerto JP2 BBM1

JP BBM0

t ns

0

0

120

0

1

80

1

0

40

1

1

0

Aparte de ajustar el offset, el otro alineamiento es el establecimiento del tiempo muerto para el circuito de guía del MOSFET. Esto se determina por la posición de los jumpers JP1 y JP2 (o BBM0 y BBM1). Ajuste el tiempo muerto a 80 ns poniendo JP1 a’1’ y JP2 a ‘0’. No tiene sentido experimentar con otros valores, ya que un valor mayor causa una mayor distorsión y uno más pequeño provoca que fluyan corrientes de corto-circuito por los MOSFET, lo que puede ser fatal para ellos.

Todas las posibles configuraciones están en la Tabla 1. Las indicaciones en la placa del amplificador también informan claramente sobre la posición de los jumpers.

Indicaciones finales Aún tenemos un par de cosas más que decir. La primera es que este amplificador puede usarse en una configuración de puente, como se explica en el cuadro ‘dos canales en modo puente’. Otro aspecto esencial es el rendimiento medido, que también se describe en un cuadro aparte. Las medidas fueron realizadas usando el amplificador completo, lo que significa incluir los filtros. Desgraciadamente, no tenemos suficiente espacio para describir los circuitos de filtrado en este articulo. Por ahora puede usarse el amplificador sin los filtros, pero recomendamos encarecidamente incluir(030217-3) los en el sistema completo.

Medida del rendimiento Los resultados que se describen aquí se midieron usando un transformador de fuente de alimentación de 1.000 VA con dos devanados a 42 V / 11,9 A juntos con dos conjuntos de cuatro condensadores electrolíticos de 15.000 µF / 63 V. Las medidas se hicieron usando el prototipo completo. Se uso un filtro de Butterworth de segundo orden con una bobina de núcleo de aire para medir la distorsión de intermodulación y la distorsión dinámica IM. Sensibilidad a la entrada (2 ∞ 300 W / 4 Ω) Impedancia de entrada Potencia de onda senoidal (1 kHz / THD+N = 0.1 % / B = 22 Hz – 22 kHz) Potencia de onda senoidal

(1 kHz / THD+N = 1 % / B = 22 Hz – 22 kHz)

Potencia de onda senoidal en modo puente (1 kHz / THD+N = 1 % / B = 22 Hz – 22 kHz) Ancho de banda (a través de un filtro elíptico de noveno orden con B=180 kHz) SNR (B = 22 Hz – 22 kHz) Distorsión armónica (1 kHz) (B = 22 Hz – 22 kHz)

14

2x1W/4Ω 2x1W/8Ω 2 x 200 W / 4 Ω

1.13 V (THD+N = 1.5 %) 18.9 kΩ 2 x 266 W / 4 Ω 2 x 156 W / 8 Ω 2 x 291 W / 4 Ω 2 x 167 W / 8 Ω 600 W / 8 Ω 735 W / 6 Ω 2.4 Hz – 98 kHz (4 Ω / 1 W) 2.4 Hz – 122 kHz (8 Ω / 1 W) > 68 dB (referred to 1 W / 4 Ω) > 71 dB (referred to 1 W / 8 Ω) < 0.04 % < 0.03 % < 0.02 %

elektor

Segundo armonico solamente

2º y 3er armónico Distorsión de intermodulacion (50 Hz : 7 kHz = 4 : 1) Distorsión dinamica IM (señal cuadrada 3.15 kHz con senoidal 15 kHz) Damping (8 Ω / 1 kHz) Separación entre canales

2 x 100 W / 8 Ω 2x1W/4Ω 2 x 10 W / 4 Ω 2 x 25 W / 4 Ω 2 x 100 W / 4 Ω 2 x 200 W / 4 Ω 1W/4Ω 1W/8Ω 300 W / 4 Ω 150 W / 8 Ω 1W/4Ω 1W/8Ω 300 W / 4 Ω 150 W / 8 Ω > 140 200 W / 4 Ω / 1 kHz 100 W / 8 Ω / 1 kHz 200 W / 4 Ω / 20 kHz 100 W / 8 Ω / 20 kHz

Aparte de estas medidas ‘clínicas’, también hemos grabado varias curvas, las cuales nos proporcionan probablemente una mejor imagen del carácter del amplificador, aunque al final, sólo un test de audición puede proporcionarnos una conclusión definitiva.

< < < < < < < < < < < < <
> > >

94 dB 100 dB 77 dB 77 dB

+6

A

+4 +2 -0 -2 -4

La Figura A muestra el efecto del filtro de salida (en la placa del amplificador final) sobre la respuesta en amplitud. La curva superior se ha medido con una carga de 8 Ω y muestra un aumento de + 0,7 dB a 20 kHz y de + 4,6 dB a 70 kHz. Una comparación con los resultados para una carga de 4 W nos muestra que el filtro está optimizado para 4 Ω, para la cual muestra una característica plana. La repentina y abrupta caída de la curva al final del rango de medida es debida al filtro elíptico de noveno orden que se ha usado para estas medidas. La Figura B muestra THD+N frente al nivel de salida para un ancho de banda de 22 Hz a 22 kHz con una carga de 4 Ω. La subida a mitad de la curva (alrededor de 20 W) es debida en parte a la influencia del otro canal (ruido adicional). En conjunto, la distorsión, sobre todo el rango de potencia de salida hasta 200 W, puede considerarse razonablemente constante. A niveles por encima de los 200 W, la distorsión aumenta debido a la modulación adiciona aplicada a la salida del amplificador. Aquí, el amplificador exhibe un comportamiento que recuerda al “soft clipping”, pero una verdadera limitación sólo ocurre alrededor de los 300 W en 4 Ω. Esto también depende en gran medida de la fuerza de la fuente de alimentación. Se uso un filtro adicional de segundo orden para estas medidas con el objetivo de suavizar ligeramente la curva. Sin este filtro la distorsión hubiera sido algo menor (por ejemplo un 1 % a 291 W). La Figura C muestra la máxima potencia de salida para cargas de 2 x 4 Ω y 2 x 8 Ω. Para 4 Ω, la distorsión se mantuvo constante a un 1%, y para 8 Ω a un 0,5%. Ambas medidas se realizaron sobre un ancho de banda de 22 Hz a 22 kHz. La potencia aparentemente empieza a incrementarse alrededor de 6-8 kHz, pero esto es normal debido al hecho de que el filtro suprime los armónicos por encima de esas frecuencias. Las curvas deberían dibujarse con una línea ligeramente descendente comenzando a 5 kHz. La potencia máxima es ligeramente mayor a bajas frecuencias que a altas frecuencias. A 50 Hz es aproximadamente de 163 W en 8 Ω o 306 W en 4 Ω, mientras que a 1 kHz es aproximadamente 169 W en 8 Ω ó 291 W en 4 Ω. El efecto es así ligeramente mayor a baja impedancia, pero en la práctica es imperceptible. Finalmente, la Figura D muestra el espectro en frecuencia de una señal de 1 kHz para 1 W en 4 Ω. Esto se midió usando un filtro adicional Butterworth de segundo orden para prevenir que el ruido de HF en el convertidor A/D afectara al análisis de la FFT. Así el segundo armónico cae ligeramente por debajo de 80 dB (distorsión menor de 0,001 %). No son visibles rizados de la fuente de alimentación u otras irregularidades. A pesar del hecho de que una porción de la modulación por ancho de pulso puede verse con 1 W a la salida del amplificador, el espectro dentro de la banda de audio puede considerarse bastante limpio. El pequeño bache a 50 kHz no precisa comentario.

16

-6

d B r A

-8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 -22 -24

20k

10k

30k

40k

50k

60k

70k

80k 90k 100k

200k

Hz

030217 - 3 - A

10 T TTTTTTTT

B

5

2

1

0.5

% 0.2

0.1

0.05

0.02

0.01

1

2

5

10

20

50

100

200

W

C

400

030217 - 3 - B

450 420 400 350 320 300

250

W

220 200

150

120

100

20

50

100

200

500

1k

2k

5k

Hz

10k

20k

030217 - 3 - C

+0

D

-10 -20 -30 -40 -50 -60

d B r A

-70 -80 -90 -100 -110 -120 -130 -140 -150 20

50

100

200

500

1k

2k

Hz

5k

10k

20k

50k

100k

030217 - 3 - B

elektor