• Author / Uploaded
• Alejandra

Citation preview

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Electica Unidad TIcomán

“Telemetría” Materia: Sistemas Electrónicos Digitales Grupo: 6AV2 Profesor: Hernández Bárcenas Raymundo Alumnos: 1. Bravo Pérez Ricardo 2. Cano Páez Enrique Yael 3. Castellanos Rendón Angel F. 4. Flores García Andrés 5. Rosales Ochoa Miguel Ángel

México, D.F., Octubre del 2015.

Telemetría Mediante Modulación por Ancho de Pulsos La modulación por ancho de pulso es un medio bastante efectivo de transmisión de información analógica sobre largas distancias, pero es un tanto susceptible a la inyección de ruido, especial Bajo esa condici6n, el tiempo de levantamiento y caída del pulso modulado puede no ser insignificante en comparaci6n con el periodo del oscilador. La situaci6n se ilustra en la figura 17-6.Para resolver este problema, con frecuencia usamos la modulación por frecuencia de pulso

La técnica de modulación por ancho de pulso puede aplicarse la transmisión de mediciones a larga distancia. En la figura A se muestra el arreglo de los elementos físicos del hardware. El transductor de entrada convierte el valor de la variable fisica en voltaje analogico, vMED. Tras el acondicionamiento adecuado, que con frecuenci comprende el corrimiento del nivel de cd y el reescalamiento, vCONTR se obtiene de vMED. La ventaja es que el ancho de los pulsos tiene pocas probabilidades de ser afectda por el ruido electrico inyectado a lo largo de la trayectoria de transmision. Y si la amplitud de los pulsos es reducida en el curso de la transmision, no Figura importa. El circuito receptor no esta cuidando su A amplitud. Esta vigilando su tiempo de duracion y su ancho. El circuito que lleva a cabo la reconversion a voltaje analogico se llama demulador por ancho de pulso. Su voltaje de salida puede simbolizarse como vDEMOD. 1.1 Demodulación de una

señal modulada por frecuencia de

pulsos Para entender la demodulacion de una forma de onda de frecuencia modulada, debemos estudiar el circuito de mana de fase enganchada (phase-locked loop, en inglés), conocido por las siglas en ingles PLL. Está disponible un circuito de mana de fase enganchada en un CI DIP de 14 terminales, el tipo mínimo 565, llamado "cinco seis cinco". El diagrama de bloques de un PLL se muestra en la figura 17-9. Contiene un oscilador controlado por voltaje en el que un mayor voltaje de control produce una frecuencia menor. Esta es la misma relaci6n que para el VCO Figura 17que acabamos de estudiar, basado en 9 el CI 555. Por tanto, hay una compatibilidad natural entre el 565 y el 555. El PLL logra esta coincidencia de frecuencias generando automáticamente un voltaje de con trol para el VCO, que aparece en la terminal 7 del 565. El voltaje de control está conectado internamente al VCO; esa conexión no es hecha por el usuario.

El voltaje de control para el VCO es producido por el detector de fase, el bloque superior dentro del PLL. A continuaci6n explicamos su funcionamiento. La serial de entrada Vent maneja a su amplificador hasta saturarlo, entregando una señal de onda cuadrada a uno de los dos puntos de entrada del detector de fase (el que esta ala izquierda de la figura 17-9). Si, por suerte, la frecuencia central del VCO resulta ser exactamente la misma .que la frecuencia externa de entrada! ent' entonces el detector de fase produce una salida cero. El voltaje de control del VCO entonces es igual a su valor natural de polarización en cd, es decir, esta desplazado de ese valor natural de polarización por 0 V. En realidad, por supuesto, es extremadamente poco probable que la frecuencia central natural del VCO sea exactamente igual a t.; Si t.: es menor que t.; el detector de fase produce un voltaje negativo de salida, haciendo que el voltaje de control del VCO pase por debajo de su valor natural de polarización en cd. Cuando este voltaje es aplicado al VCO, aumenta la frecuencia real del oscilador. El circuito de detección de fase usa la diferencia de fase entre las dos ondas cuadradas para producir su voltaje de salida y por tanto desplazar el voltaje de control de VCO. Si el oscilador controlado por voltaje tiene que cambiar de t.: s610 una pequeña cantidad (puesto que no hubo una gran diferencia entre fent y t;» la salida del VCO (a una frecuencia t= F ) estará retrasada de V t por 90°, mas unos cuantos grados. El rango de captura de un circuito de malla de fase enganchada es el rango de frecuencias de salida con las que se puede enganchar el PLL si no está ya enganchado. En otras palabras, sí; está alejado de t.; con el VCO oscilando a una frecuencia = t. El rango de enganche de un circuito de malla de fase enganchada es el rango de frecuencias de entrada en el que puede mantenerse en enganche el PLL si ya ha sido capturado. En otras palabras, si fent ya se ha acercado 10 suficiente para que t; El concepto del rango de enganche se ilustra en la figura 17-11(b). EI rango de captura siempre es más reducido que el rango de enganche para cualquier circuito de malla de fase enganchada. Para el 565 en particular, tenemos estas ecuaciones aproximadas para los rangos de captura y enganche:

EI demodulador de pulsos de FM Para demodular la información de pulso mostrada en la forma de onda inferior de la figura 17-8, debemos enfocar nuestra atención en el cambio del voltaje de control del veo del 565 de la estaci6n transmisora. Esto es cierto porque la frecuencia de pulso de entrada establece la cantidad por la cual debe cambiar el VCO de fcen. El valor normal de polarización en cd del voltaje de control del VCO aparece en la terminal 6 del 565: Esto se sugiere por la etiqueta de función de terminal VpOLAR en la figura 17-9. Por tanto, el cambio en el voltaje de control de VCO se encuentra observando la diferencia entre las terminales 7 y 6. En la figura 17-13 se muestra el circuito de demodulacion de pulso de FM. En esa figura, el VCO MOO entre las terminales 6 y 7 es amplificado por Av = 10 en el amplificador diferencial. Dado que VOEMOO tiene una magnitud máxima de solo 1 volt aproximado, el valor final de VSAL es una representación de escala más razonable del voltaje analógico de entrada en el transmisor. La serial demodulada Vsa1 entonces será una onda senoidal de la misma frecuencia que el suministro del puente. Nos estamos ocupando sólo de la amplitud de la señal de salida de c Vsal" La polaridad de la variaci6n del voltaje en cd se vuelve irrelevante al usar este enfoque. Hay algunas aplicaciones en las que no se puede usar una señal Vsal de CA de onda senoidal. Por ejemplo, los sistemas de control de proceso generalmente requieren un valor medido expresado en cd. En el enfoque de CA de la figura 17-15, la onda senoidal de Vsa1 puede ser rectificada perfectamente para su reconversi6n a cd. En la figura 1716 se ilustra este método de obtención de una señal final de salida de cd en la estación receptora.

Telemetría Multiplexada

En un sistema de telemetría pudiera no ser necesario tener en la estación receptora una representación actualizada en todo momento del valor medido. Si hay algún método para mantener un valor reciente del VSAL del demodulador, tal vez no necesitemos buscar continuamente cambios en el valor medido. Esto es especialmente cierto si el valor medido cambia con bastante lentitud. Observe nuevamente la figura 17-12 para darse una idea de la situación. En esa figura, imagine que el voltaje de medición cambia lentamente, si es que cambia. Tal vez cambie a una raz6n de 0.1 V por minuto. De ser cierto, parece una lástima dedicar el modulador por frecuencia de pulso, las largas líneas de transmisión y el demodulador de frecuencia a la tarea de mantener la pista perfectamente actualizada de la variable medida. Sería aceptable si pudiéramos observar la variable medida una vez cada, digamos, cuatro segundos. Supongamos que se requiere un tiempo transcurrido de 1 segundo para observar bien la variable medida. Entonces tenemos tres segundos de tiempo durante los cuales podríamos usar nuestro sistema para otras mediciones. Si las otras variables que necesitamos telemedir tienen todas razones cambiantes como la primera, entonces podemos agrupar cuatro valores medidos a nuestro sistema unico. En otras palabras, podernos sacar cuatro veces más provecho de él. Esta es la idea esencial tras la telemetría multiplexada. Un multiplexor (MUX) es un dispositivo que tiene varias entradas, pero solo una salida. En cualquier punto del tiempo, el multiplexor está pasando una de sus entradas a la salida. Todas las demás entradas están bloqueadas. En un punto posterior del tiempo, el multiplexor puede conmutarse a una entrada diferente. Este concepto se ilustra en la figura 17:18. Como ayuda para imaginar la acci6n del multiplexor, puede pensar en un conmutador giratorio. Este se muestra en la figura 17-19. Un multiplexor electr6nico real tiene una característica que no tiene un conmutador giratorio: un MUX electr6nico puede cambiar de una entrada a otra en cualquier orden. Entonces, en la figura 17-18, si el MUX está pasando la entrada D en este momento, las señales de control pueden instruirle la conmutaci6n a cualquier otra entrada, no necesariamente a una entrada "vecina". Por otra parte, el interruptor de la figura 17-19 no puede pasar a cualquier otra entrada. Actualmente está pasando la entrada D a la salida. Si giramos el eje en dirección de las manecillas del reloj, se cambiara a entrada C. Si 10giramos en dirección contraria a las manecillas del reloj, cambiara a la entrada A. Pero no hay manera de ir inmediatamente de la entrada D a la entrada B.

Cuando tenemos un dispositivo como el de la figura 17-19, que solo puede ir de una localidad a otra vecina, 10 describimos con el término general secuencial. El término conmutador se usa a veces para significar 10 mismo. Cuando tenemos un dispositivo que puede ir de inmediato de su localidad actual a cualquier otro lugar, 10 describimos mediante el termino general aleatorio, 0 de acceso aleatorio. Los multiplexores son aleatorios.

Aun cuando un MUX electrónico sea aleatorio, normalmente 10 usamos secuencialmente cuando desempeñamos telemetría multiplexada. En otras palabras, la secuencia de selección de entrada es A-B-C-D-A-B-C-D (repitiéndose). Casi nunca será algo como AC-D-A-B-D-B-C. Si hay un multiplexor, debe haber un demultiplexor. Este se ilustra en la figura 17-20. Como ayudar para formarse la imagen mental de un demultiplexor (DEMUX), s610invierta la funci6n del conmutador giratorio de la figura 17-18. En la figura 17-21 se presenta un sistema de telemetría multiplexada. Para que el concepto

funcione, el multiplexor de la estaci6n transmisora debe estar sincronizado con el demultiplexor de la estación receptora. Es decir, durante un intervalo de tiempo en el que el MUX está pasando la señal de entrada B, el DEMUX debe estar pasando VSAL al destino B, no a algún otro destino. Un sincronizador electr6nico tiene la tarea de garantizar que el MUX y el DEMUX se mantengan en sincronía. Esto se sugiere en la figura 17-21 mediante las señales de SINC enviadas a ambos, MUX y DEMUX Para manejar esta señal de sincronizaci6n, parece que tiene que haber un par adicional de alambres entre las estaciones transmisora y receptora. A veces así ocurre. Sin embargo, a veces podemos disponer él envió de la señal de sincronización a través de los mismos alambres que conducen la información de medici6n, ahorrándonos el gasto de los alambres adicionales. El circuito de sincronizaci6n puede estar ubicado físicamente en cualquiera de los lados del sistema de telemetría, del transmisor 0 del receptor. En el extremo derecho de la figura 17-21 hay bloques de "detección y retenci6n". Estos circuitos electr6nicos son necesarios para que la informaci6n medida siempre esté presente en su des tino, aun cuando el multiplexor este trabajando en cualquiera de las otras señales, Así que, por ejemplo, al circuito de detección y retención B debe indicársele el momento preciso en el que debe olvidar el ultimo valor VSAL que estaba reteniendo y reemplazarlo con un nuevo valor proveniente de la salida B del DEMUX. Debe desempeñar esta acci6n cuando los componentes físicos de multiplexi6n están pasando el serial B. A cada uno de los circuitos de detecci6n y retención se le indica el momento de actuar mediante el sincronizador, trabajando a través del bloque del controlador de detecci6n y retenci6n de la figura 17-21.

Un circuito de detección y retenci6n es electrónicamente igual a un circuito de muestreo y retención, Le estamos dando otro nombre aquí porque desempeña una función de sistema un tanto distinta al muestreo y retención estándar, En la figura 17-22 se muestra un diagrama esquemático de un circuito de detecci6n y retenci6n.

En esa figura, cuando el pulso de detecci6n se apaga, desconecta el transistor bipolar QI' facilitando el envió de un pulso de + 10 Va la compuerta del transistor MOS Q2. Con la terminal G mucho más positiva que la terminal de substrato, el MOSFET de tipo enriquecimiento es conducido a saturación, Esto hace que el voltaje VSAL de la terminal de salida del DEMUX sea aplicado al capacitor C de alta calidad, a través de la pequeña resistencia interna saturada del MOSFET. El capacitor C entonces presenta ese valor VSAL actualizado al amplificador seguidor de voltaje. La resistencia de entrada del seguidor de voltaje es enorme, por 10 que prácticamente no hay descarga de corriente del capacitor. Por tanto, C mantiene su voltaje perfectamente estable hasta el arribo del siguiente pulso de detecci6n. La terminal de salida del amplificador operacional aplica el valor de VSAL a su destino. Consideraciones de multiplexi6n. La multiplexion no es tanto una técnica de control de procesos como una técnica para el registro de datos de procesos. Por ejemplo, cuando un proceso está bajo control de temperatura, el valor realimentado de temperatura es medido solo en un lugar, generalmente. Sin embargo, podemos desear llevar un registro permanente de datos de la variación de temperatura con el tiempo, en varios lugares dentro del proceso. Tal registro podrá ser muy útil para juzgar la eficacia del diseño de una estructura de proceso en particular. Otro ejemplo: e n las pruebas de t ú nel de viento necesitamos saber las presiones en muchos puntos de la superficie del objeto en prueba. Debe haber muchos transductores de presión, dando cada uno mediciones variantes con el tiempo. En situaciones como esta, según se ilustra en la figura 17-23, la multiplexion es una necesidad econ6mica. La función de detección y retención pudiera no ser necesaria si se lleva el registro en cinta magnética de manera analógica. Esto es distinto a una aplicación de control en la que el valor de medición transmitido debe estar presente en el comparador de control en todo momento.

En general, entre más rápido cambie una señal de medición, con mayor frecuencia debe observarse en un sistema de multiplexi6n. Si una variable medida no se observa

y se envía telemétricamente de regreso a la bitácora de datos con suficiente frecuencia, se perderían sus componentes de variación de alta frecuencia. Entonces, la colección de datos registrados podría no ser significativa. Esta consideración pone un límite superior a la cantidad de mediciones distintas que podrían multiplexores a través de un canal de telemetría (un par de alambres). En la sección 17-5, que trata de la codificación digital de valores analógicos para telemetría, tendremos más que decir sobre este asunto de la frecuencia con la que debemos observar un serial variante con el tiempo.

Telemetría de Radio Hasta ahora en nuestra explicación sobre la telemetría, hemos dado por hecho que el medio de transmisión es alámbrico, 0 mediante fibra óptica. Para telemetría a distancia muy grande, se prefiere con frecuencia la transmisión de la señal por radio. EI logro de la transmisión de radio de pulsos de frecuencia modulada puede ser solo una cuesti6n de filtrar el contenido arm6nico, amplificar la onda senoidal fundamental y aplicarla a una antena de transmisión. Este enfoque directo se ilustra en la figura 17-24.

Dado que la frecuencia del pulso misma está siendo radiada al medio ambiente electromagnético, el modulador del VCO debe estar preparado para operar en una banda de telemetría autorizada, como 890 a 960 MHz. Para la telemetría de radio en FM a altas frecuencias, podemos omitir por completo el proceso de generación de pulsos. EI voltaje de medición de entrada, tras el acondicionamiento de serial apropiado, puede usarse directamente como la señal de entrada de modulación para un modulador de PM verdadero, como se muestra en la figura 17-25. En la estación receptora, la señal senoidal de radiofrecuencia es procesada mediante un demodulador verdadero de FM, generalmente un diseño de circuito de malla de fase enganchada.

Cualquiera de los sistemas de las figuras 17-24 0 17-25 puede multiplexarse. Por supuesto, ya que no hay alambres 0 fibras para conectar el transmisor con el receptor, la sincronizaci6n también debe transmitirse por radio. Este arreglo se ilustra en la figura 1726.

Telemetría Digital La telemetría no está restringida a los métodos analógicos de codificaci6n de pulsos. También puede usarse un enfoque digital. La diferencia fundamental con el método digital está en que se requieren varios pulses para transmitir un valor de la variable medida. Los pulsos individuales representan los bits de un número de codificación binaria que es aproximadamente igual al valor analógico medido. La ventaja fundamental de la codificación digital es una mejor inmunidad al ruido que cualquiera de los metodos analógicos de modulación de pulso. Con el método digital, se tiene que perder un pulso entero para producir un error. La variable medida es detectada por el transductor de entrada para producir Vmed, y luego es procesada a través de un acondicionador de señal, como es normal. Un circuito de muestreo y re tención toma muestras de la salida analógica del acondicionador de señal en el momento en que se 10 indica un pulso del circuito de sincronización. Entonces mantiene ese valor analógico constante, presentándolo al ADC por, cuando menos, el tiempo necesario para que el ADC lleve a cabo su conversión. Un sistema de telemetría real no usaría cuatro bits, porque la resolución digital sería muy baja. Los sistemas de telemetría reales normalmente usan 8, 10 o 12 bits.

Una vez que el tiempo de conversión requerido ha transcurrido y está garantizado que el ADC tiene información digital confiable en su bus de distribución, el sincronizador comienza a enviar pulsos a los cuatro manejadores de línea (line-drivers) de tres estados. El primero activa el manejador de línea 0, permitiendo la colocación del bit 0 (el bit menos significativo) en la línea de transmisión, Permanece ahí durante un tiempo corto, hasta que el sincronizador envía el siguiente pulso de activación del manejador de línea. Este pulso desactiva el manejador de línea 0 y activa el operador de línea 1. Coloca el bit digital 1 en la línea de transmision. Y así continua a través de los bits restantes producidos por el ADC. Entrada Analógica Ajustando la desviación y la ganancia del bloque del acondicionador de señal, se puede hacer que Vanalog tome cualquier rango que parezca conveniente. Suponiendo un rango de 0 a + 15 V. Dado que este sistema es de codificaci6n digital de cuatro bits, la cantidad de divisiones de ese rango de voltaje está dado por:

n

Número de divisiones con n bits de codificación=2

Las divisiones están organizadas como se muestra en la forma de onda Vanalog de la figura. Cada división abarca 1.0 volts en este sistema en particular. Por ejemplo, la división número 7 abarca el rango analógico de 6.5 a 7.5 V, la división número 8 abarca de 7.5 a 8.5 V, Y así sucesivamente. En el extremo superior del rango total, la división número 15 abarca el rango analógico de 14.5 a 15.5 V. Esto es cierto aun cuando el valor analógico mismo no puede ser mayor que 15.0 V debido a la manera como ha sido escalado por el acondicionador de señal. Aun así, se define la división número 15 diciendo que se extiende hasta 15.5 V para tener un tamaño consistente con todas las demás divisiones. La misma situación ocurre en la parte inferior del rango general, con la división número 0 abarcando de -0.5 a +0.5 V, aun cuando Vanalog no puede llegar por debajo de 0 V, a la región negativa.

Cuando el circuito de muestreo y retenci6n presenta un valor analógico muestreado al convertidor, el ADC convierte al código binario de 4 bits que es equivalente al número de

división. Por ejemplo, el primer instante de muestreo, se tiene un valor analógico de 4.7 V. EI ADC produce el código binario 0101, equivalente al 5 decimal. Es evidente de inmediato que el muestreo de una forma de onda analógica y la conversión de su valor a código digital produce algún error. En el ejemplo anterior, el error es de 0.3 V. EI peor error posible sería de 0.5 V para la organización mostrada en la figura. Este tipo de error se llama error de cuantificación. Puede ser severo cuando el número de bits de codificaci6n es pequeño, como en el ejemplo de nuestro sistema de 4 bits. Cuando el número de bits de codificación es mayor, el error de cuantificaci6n disminuye dramáticamente. En general, el error de cuantificaci6n en el peor caso es aproximadamente la mitad del tamaño de una sola división de codificación.

Error de cuantificación=

1 Rango analógico de voltaje n 2 2

(

)

Referencias 1. Xavier Hesselbach Serra. Análisis de redes y sistemas de comunicaciones. España: Ediciones UPC. pp 20-27. 2. Timothy J. Maloney. Electrónica industrial moderna. 5° Edición, Michigan: Pearson. pp 802-246. 3. Aquilino Rodríguez Penin. Sistemas SCADA. 2° Edición, España: Marcombo. pp. 1318. 4. Constantino Pérez Vega, José María Zamanillo Sainz de la Maza, Alicia Casanueva López. Sistemas de telecomunicación. Universidad de Cantabria. pp. 21-31 5. Antonio Ricardo Castro Lechtaler, Rubén Jorge Fusario. Teleinformática para ingenieros en sistemas de información. 2° Edición, Argentina: Reverté. Pp 427-450.