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MONTAJE DE INSTRUMENTOS PARA LA REPARACIÓN DE FUENTES CONMUTADAS Medidor de Velocidad de Diodos Para la reparación de equipos electrónicos de consumo, y en especial de fuente de alimentación, es preciso contar con una serie de instrumentos específicos. Hasta ahora todo lo que podíamos hacer para medir un diodo era probar su barrera a baja corriente y su resistencia inversa de fugas. Esta prueba se realiza, habitualmente, con el téster digital o analógico y es una determinación mas bien grosera del buen funcionamiento de un diodo. Probablemente sea apta, apenas, para medir algún diodo rectificador y decimos apenas, porque con el téster la barrera se mide a algunos miliamperes de corriente y en algunos dispositivos electrónicos (TV por ejemplo). Un diodo de fuente debe soportar pulsos de una decena de amperes durante el arranque y de algunos de amperes durante el funcionamiento (nos referimos al valor medio porque como valor de pico repetitivo de corriente pueden soportar varios amperes). Con referencia a la prueba de tensión de ruptura inversa no estamos en mejores condiciones, porque la misma se realiza a lo sumo, a un par de voltios. Con una fuente variac electrónico estamos en condiciones de medir ambos parámetros a su valor nominal o por lo menos a una tensión inversa de 300V. Si el reparador lo necesita, puede probar un diodo rectificador sin mayores inconvenientes. Pero cuando se trata de medir un diodo rápido (auxiliar o recuperador) la medición se hace muy compleja por-

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que hay que aplicar técnicas de pulsos no siempre accesibles para el reparador promedio. Por lo menos fue así hasta que a mi gran amigo Paco, se le ocurrió que se podía realizar una medición sólo con un téster digital y una plaqueta de prueba. La idea es muy simple y se basa en aplicar el diodo a su función especifica de rectificar una señal, pero en este caso de una frecuencia suficientemente alta como para que un diodo lento tenga muy mal rendimiento. En realidad, este aparato de Paco fue creado en una época muy difícil de nuestra economía donde los dólares estaban sobrevaluados y los componentes electrónicos más aún. En esa época, no sabemos cómo, comenzaron a circular diodos de fuente remarcados como diodos auxiliares y diodos recuperadores (damper). Tome un reparador que trabaja por el método de cambiar y probar; entréguele un diodo 1N4007 marcado como BA159 y después me cuenta del desatino que puede llegar a cometer. Si trabaja midiendo pensando y sacando conclusiones, está mucho mejor posicionado para no cometer un desastre, pero finalmente va a tener que reemplazar el componente que comprobó como dañado y si no lo puede probar antes de colocarlo, el desastre sobreviene igual. En el momento actual, el mercado de venta de componentes está funcionando mejor, sobre todo porque el remarcado involucra un costo que reduce la ganancia del pirata a cifras poco remunerativas. Pero en algunos casos los distribuidores compran, sin saberlo, mercadería rechazada por los fabricantes

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asiáticos (lo sospechan pero no pueden confirmarlo por falta de conocimientos y estructura técnica) e introducen en el país una partida de componentes que si bien no son del todo malos, no pueden ser considerados adecuados para su uso. Y los diodos rápidos suelen salir más lentos cuando hay algún problema en su fabricación. En muchos casos suelen tener problemas de resistencia interna o de fugas que se reflejan sobre la velocidad de conmutación. Como sea que es, una medición que dura unos pocos segundos y es indicativa de la velocidad de conmutación, se impone como una buena medida de seguridad cuando se cambia un diodo auxiliar o un damper. Esta precaución debe ser una norma cuando se reemplaza un diodo por otro y no se verificó la especificación de ambos. También cuando se trata de una posición de un equipo que requiere diodos del tipo Schottky (los mas rápidos) como por ejemplo en la fuente de las videocaseteras Panasonic de la serie 4010 o similares, donde se usan para rectificar la tensión de 5V. Un diodo Schottky es más rápido que un diodo común y además tiene una barrera de 250mV en lugar de los clásicos 650mV de un diodo rápido común. En la Panasonic este diodo rectifica la tensión de 5V; esta tensión es la que se mide para regular la fuente. Si se utiliza un diodo más lento y con barrera de 650mV la fuente regula los 5V, compensado el bajo rendimiento del rectificador con un aumento de la tensión pico sobre el bobinado correspondiente. Esto involucra a los otros bobinados, que también aumentan su tensión alimentando a la máquina con una tensión que muchas veces, supera en un 50% el valor nominal. Es decir que lo que está conectado a los 5V se salva de la inundación, pero el resto de la máquina se hunde en un océano de voltios.

Velocidad de Conmutación de los Diodos Un diodo ideal es un componente que tiene una caída de tensión nula conectado en el sentido directo y una aislación perfecta en el sentido contrario. Además debe pasar de un estado a otro sin ninguna demora. Un diodo real tiene una barrera de 650mV aproximadamente en el sentido directo y una fuga pequeña en el inverso. Además, demora un tiempo mensurable para pasar de un estado a otro. El uso más común de un diodo es la rectificación de una tensión alterna. El diodo conduce en el sentido directo cargando un capacitor y se abre en el inverso para no descargar el capacitor previamente

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cargado. Cuando demora en abrirse, la primer parte del semiciclo negativo descarga levemente al capacitor y el rectificador pierde rendimiento (la tensión continua de salida se reduce sin que se haya modificado la tensión de entrada). Esto significa que la potencia de salida es menor que la de entrada; la potencia faltante se disipa en el diodo en forma de calor. Los diodos se caracterizan por su velocidad de conmutación como diodos ultra rápidos o Schottky, diodos rápidos, diodos de velocidad media y diodos lentos o rectificadores de fuente. Los límites no son muy precisos. Se considera como diodo rápido tanto a un diodo de 50nS como a uno de 500nS. A partir de los 1000nS se consideran como diodos de conmutación media y a partir de los 10µS como diodos de fuente. Los ultra rápidos suelen tener velocidades menores a 1nS. El nombre dado a la velocidad de conmutación de un diodo depende del autor, pero en general se llama simplemente tiempo de conmutación o de recuperación inversa, de donde deriva el nombre en inglés utilizado en los manuales como: Reverse Recovery Time. Este tiempo indica cuánto tarda en abrirse un diodo que está conduciendo al invertirse la tensión aplicada.

Circuito de Prueba ¿Qué requerimientos son necesarios para probar el rendimiento de un diodo como rectificador de una señal cuadrada? No muchos; se requiere un generador de señales rectangulares de 60kHz, de baja impedancia (alrededor de 50 Ohm) y que posea unas transiciones muy empinadas. El tipo de generador dependerá de los componentes que Ud. tenga a mano o de la técnica que domine. El proyecto original se construyó con una compuerta CD40106 que es una cuadruple inversora con histéresis, de la cual se utilizan sólo dos secciones. La primera opera como osciladora y la segunda como repetidora inversora. Posteriormente se emplea un transistor amplificador PNP con salida por colector para asegurar una impedancia de salida de 39 Ohm sobre la que se conecta el diodo a medir. Una variante más moderna se puede realizar con un PIC programado para generar una señal rectangular de salida. La ventaja es que usando todo un puerto como salida, se puede conseguir una baja impedancia sin recurrir a ningún transistor. También es posible cambiar la frecuencia con un potenciómetro trabajando con clock a RC, con lo cual el proyecto se transforma en un oscilador de onda rectangular de

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uso general que se puede usar como generador de prueba de etapas driver para TV y monitores además de su uso original como medidor de velocidad de diodos. Veamos completa la variante con compuerta. En la figura 43 se puede observar el circuito correspondiente realizado en un Workbench Multisim. En la parte superior se puede observar el circuito de la fuente de alimentación y en la inferior el generador. Cuando se conecta la tensión de fuente a la compuerta el capacitor C1 de .001µF se encuentra descargado, esto significa que la salida estará a potencial de 12V y el capacitor se irá cargando a través de R1 y R2 (aproximadamente 950 Ohm). Cuando se supere los 6 volt, la compuerta bajará la salida rápidamente y el capacitor se descargará por intermedio de R1 (18kΩ) solamente ya que el diodo D1 está en inversa. De este modo, se consigue diseñar un generador de señal rectangular con un período de actividad ajustado al valor deseado. La segunda compuerta recibe la señal de salida de la primera y la invierte de modo que el semiperíodo bajo sea el más corto. Por lo tanto, el transistor recibirá un pulso corto de potencial de masa y todo el resto del tiempo un pulso de 12V. El acoplamiento a base se realiza a través de un divisor de tensión formado por R3 y R4 para no sobreexcitar al transistor. Para reforzar la ve-

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locidad de crecimiento del transistor compensado la capacidad por efecto Miller, se agrega un capacitor de 56 pF sobre el resistor R3. La señal de base se amplifica y termina saliendo invertida por el colector del transistor TR1 sobre el resistor R5 de 39 Ohm. Precisamente en el colector se conecta el ánodo del diodo a probar y su emisor se conecta al capacitor C3 de .022µF con un resistor de descarga R6 de 2k2. El resistor R7 de 33 Ohm se agrega para poder medir la corriente circulante por el diodo mediante un osciloscopio. Sobre el capacitor C3 se puede obtener la tensión de salida rectificada, que será fuertemente dependiente de la velocidad del diodo bajo prueba ya que la constante de tiempo R6 C3 fue elegida baja con toda premeditación, para exagerar la calidad del diodo. El prototipo requiere un transformador que suministre 12V eficaces a 200mA o más y un puente de rectificadores cualquiera que admita estos valores. En las figuras 44 y 45 se pueden observar el circuito impreso de este probador. El proyecto con microprocesador PIC se indica al final como un apéndice. La lista de materiales del probador es la siguiente: 1 Transformador 12V 200mA o mejor 1 Puente de rectificadores 50V 250mA o mejor

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1 Regulador 7812 1 Circuito integrado CD40106 1 Transistor BC369 1 Diodo 1N4148 1 Diodo led rojo 1 Capacitor electrolítico de 1000µF 25V 1 Capacitor electrolítico de 1000µF 16V 1 Capacitor cerámico disco .1µF 50V 1 Capacitor cerámico disco .001µF 50V 1 Capacitor cerámico disco .022µF 50V 1 Capacitor cerámico disco 56pF 50V 1 Resistor de carbón depositado 39Ω 1/8 de W 2 Resistor de carbón depositado 2,7kΩ 1/8 de W 1 Resistor de carbón depositado 18kΩ 1/8 de W 2 Resistor de carbón depositado 1kΩ 1/8 de W 1 Resistor de carbón depositado 2,2kΩ 1/8 de W

Mediciones con Diodos El proyecto original fue probado utilizando un diodo 1N4148 y un diodo BY228 que fue adquirido de buena fe en un comercio del Gran Buenos Aires. Las formas de señal que corresponde medir son:

1) La señal de salida en el colector de TR1 como referencia de fase. 2) La tensión sobre C3 como indicación de la forma del ripple 3) El pulso de corriente sobre R7 4) La tensión continua sobre C3 con un téster digital o analógico para todos aquellos reparadores que no tienen osciloscopio. Las mediciones 2 y 3 se repetirán para el diodo de muestra (1N4148) y para el diodo dudoso BY228 (ver figuras 46 a 50). Analicemos primero, el funcionamiento con el diodo de muestra. Cuando aplicamos el pulso de 12V el diodo conduce y carga al capacitor con una señal de rampa creciente. Que lleva la tensión desde 6,8V hasta 9,34V (el téster indicará un valor medio de aproximadamente 8,47V). Cuando el pulso de entrada cae a cero, el capacitor mantiene la carga y sólo se produce la descarga correspondiente al resistor R6 con forma de rampa descendente. La forma de señal de corriente por el diodo se puede observar como una caída de tensión en la re-

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sistencia shunt R7 con una forma que prácticamente copia a la señal de entrada, pero con una amplitud de aproximadamente 1,5V. Observe que la señal no ingresa nunca en el cuadrante negativo, salvo un pulso muy corto que no

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puede descargar al capacitor de filtro C3. Cuando se conecta el diodo sospechoso las cosas cambian notablemente. El ripple sobre C3 ya no tiene la forma teórica. Sobre todo se observa que la descarga se produce con mucha rapidez en forma exponencial y no lineal. Observe, además, que la tensión continua rectificada sobre la cual se monta el ripple cayó hasta un valor de 1,87V y que la amplitud del ripple es ahora de 5,9V aproximadamente. Un téster indicará un valor de aproximadamente 2,68V sobre C3. La forma de señal de corriente es la más indicativa de lo que está pasando. En efecto, podemos observar que tiene, tanto un pico positivo como otro negativo, que en principio aparece de un modo misterioso porque la salida del generador nunca pasa a valores negativos. Lo que ocurre es que un diodo lento debe asimilarse a un diodo con un capacitor en paralelo. Ese capacitor se carga con una tensión continua que se resta del valor medio del pulso de entrada y entonces la tensión a la salida del diodo puede tomar los valores

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1N4007 o aumentar la frecuencia del oscilador hasta 600kHz. Como algo relacionado a la prueba de diodos observemos que el agregado de capacitores sobre los diodos auxiliares de TVs o monitores es una práctica común para evitar irradiaciones. Inclusive se agregan resistores de pequeño valor en serie con los diodos para reforzar el efecto de filtrado. ¿Esta técnica no afecta el rendimiento de esos rectificadores? Sí, pero dado los pequeños valores de capacidad y resistencia que se agregan, esta merma de rendimiento es muy pequeña y puede tolerarse perfectamente en aras de evitar un mal mayor. Compruebe estos hechos colocando un capacitor de 220pF en paralelo con un diodo 1N4148 y un resistor en serie de 3,3 Ohm.

Proyecto con PIC16F84 Tabla 1 negativos que se observan en el gráfico. Lo importante es que hay una corriente de carga y una corriente de descarga que dura un tiempo considerable y por eso el capacitor C3 tiene un valor promedio menor cuando más lento sea el diodo bajo prueba. A continuación se realiza una prueba de diferentes tipos de diodos para que el lector pueda comprobar la utilidad de nuestro desarrollo. En la tabla 1 se puede observar en la primer columna el tipo de diodo, en la segunda la tensión rectificada por nuestro probador; en la tercera la corriente especificada por el fabricante; en la cuarta la tensión especificada por el fabricante y en la quinta una observación general del tipo de diodo. Si el lector simuló el circuito le aconsejamos que realice la prueba de colocar un diodo 1N4148 como testigo y que luego le agregue diferentes capacitores sobre él, observando el resultado en el oscilograma de tensión sobre C3 y de corriente midiendo tensión sobre R7. Es interesante también, colocar un diodo

En el momento actual se pueden realizar proyectos muy simples y económicos utilizando el microprocesador de bajo precio PIC16F84 o similares. La ventaja es la versatilidad del proyecto, que permite el agregado posterior de modificaciones sólo con el cambio del programa. La programación se realiza ahora por un programa llamado NIPLE que emplea métodos gráficos de simple implementación que se encuentran explicados en nuestros cursos y en libros del autor. Le aconsejamos al lector que se asome a esta nueva técnica que posee un futuro increíble y nada mejor para ello, que realizar un trabajo práctico de suma utilidad para su taller. En la figura 51 se puede observar el circuito de nuestro PIC preparado con un clock a RC lo que permite ajustar la frecuencia de salida mediante el ajuste de un potenciómetro. Si el lector lo desea, se puede modificar el clock y realizar uno a cristal si precisa exactitud en las mediciones. El PIC tiene salidas que admiten hasta 20mA de carga individual, pero todo el puerto de salida admite hasta 100mA de car-

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ga. Por eso en el circuito, se utilizan las ocho salidas del puerto con resistores en serie de 330 Ohm. La impedancia de salida es de 50 Ohm, perfectamente apta para nuestros propósitos. Recuerde que el PIC debe alimentarse con 5V y que por lo tanto las mediciones realizadas, sufrirán una merma con respecto a las realizadas en 12V. Realice nuevas mediciones de comparación con un 1N4148 y un 1N4007. El programa de este dispositivo puede ser bajado de la página de nuestra editorial www.webelectronica.com.ar, haciendo click en el ícono password e ingresando la clave probadio, encontrará el archivo en su versión “.hex” lista para cargar en el PIC con cualquiera de los cargadores existentes en plaza, incluyendo el promocionado por nuestra revista.

Diodos Recuperadores y Auxiliares Lentos Hace poco tiempo terminamos de analizar uno de los problemas más complejos de los TVs y monitores: los transistores de salida horizontal que se queman un rato después de ser cambiados. En ese informe, el autor consideró todas las posibilidades de fallas pero dejó a propósito todas las relacionadas con el diodo recuperador y los diodos auxiliares del flyback para que sean tratadas luego. Con referencia a los diodos auxiliares podemos decir lo siguiente. Un diodo auxiliar lento se puede calentar, pero si su temperatura no llega a la de fu-

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sión del silicio seguirá funcionando. Ese diodo puede estar conectado al transformador de fuente, pero por lo general está conectado al fly-back. El fly-back está alimentado a su vez por el transistor de salida horizontal y el problema de bajo rendimiento de un diodo se puede propagar al transistor de salida horizontal causando un recalentamiento. Por lo general, el problema se acentúa porque se incrementa la corriente de colector y es muy probable que la señal de excitación no alcance para saturar al transistor. Nuestro problema es que la sonda de corriente para el osciloscopio, diseñada por el autor, recién comienza a usarse y no hay aún suficientes mediciones realizadas para poder comparar un TV con otro. Por lo tanto, la única manera lógica de trabajar, hasta que tengamos más datos, es sacar los diodos auxiliares y medirlos en nuestro probador de velocidad de diodos. Como ésta es una tarea relativamente larga dada la existencia de varios diodos auxiliares, se pueden realizar algunas otras mediciones comparativas que nos pueden guiar en la solución de esta falla. Primero mida la corriente pico a pico que pasa por el yugo horizontal, como lo indicamos anteriormente. Ese es su valor de referencia y nos indica cuánta corriente toma la deflexión. Si está trabajando con un monitor es probable que el transistor de salida no tenga diodo recuperador interno, por lo tanto para medir la corriente de colector y la de recuperación, al mismo tiempo se debe, conectar la sonda de corriente abriendo el circuito en el punto de unión

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del diodo recuperador y el colector. En el caso de los TVs basta con levantar el colector y medir allí. Va a tener la misma forma de señal que por el yugo, pero sin corriente durante el retrazado. Lo importante es medir con precisión el valor pico a pico. Seguramente será mayor que el del yugo. La corriente extra es la que circula por el primario del fly-back y puede medirla si desconecta uno de sus extremos y conecta allí la sonda de corriente. Esa corriente debe ser del orden de la tercera o cuarta parte de la que circula por el yugo, en condiciones normales de brillo y contraste. Si se supera ese límite podríamos estar en presencia de un problema de consumo en el secundario del fly-back por algún diodo recuperador lento o, si acaba de cambiar el fly-back, porque el mismo es de mala calidad y tiene menos inductancia de magnetización que el valor nominal correspondiente. Cuando se trata de un diodo de recuperación lento, el problema es que se producen picos negativos al final del retrazados. Esos picos hacen que el transistor de salida se transforme en diodo recuperador, utilizando para ello su juntura colector base que retorna a masa a través del secundario del driver. Esto es algo que debe evitarse porque no sólo se recalienta el transistor de salida, sino que se puede llegar a quemar o a desbetear el transistor driver.

Probador de Transformador de Pulsos y Fly-Backs ¿Qué tiene que ver un diodo con un transformador? Prácticamente nada. Pero nuestro probador era en realidad, un generador de pulsos rectangulares de 60kHz con un periodo de actividad del 10%. Qué pasará si este generador se lo aplicamos al primario del transformador de pulsos? Para eso vamos a tener que estudiar cómo funciona un transformador de pulsos, cosa que será de gran utilidad para cualquier reparador. Si fabricamos un medidor de choppers sería una lástima que no lo utilizáramos para medir fly-backs. Por supuesto que nuestro probador no tiene posibilidades de probar el fly-back en las condiciones de trabajo, es decir con 25kV en el terciario de AT. Pero eso no importa porque la prueba de AT siempre se hace por separado; primero se prueba que el primario del fly-back no esté en cortocircuito y recién después se prueba con tensiones altas. Para realizar

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nuestras pruebas vamos a suponer que Ud. tiene osciloscopio y un téster digital que no mide inductancia, pero que si solamente tiene un téster, puede hacer la parte más importante de la prueba (quizás no pueda medir la inductancia del primario pero va a poder probar si el transformador no está en corto).

Teoría de Funcionamiento de los Transformadores de Pulsos Un transformador de pulsos se comporta como un transformador común de 50Hz, salvo por el hecho de que acopla una amplia gama de frecuencias de modo de poder acoplar la señal aplicada a su primario en sus bobinados secundarios, sin pérdidas ni distorsiones. Un transformador ideal acopla toda la energía del primario a sus bobinados secundarios. Es decir que no desperdicia nada de su campo magnético. Todo el campo magnético producido por la corriente de primario llega a todos y cada uno de sus secundarios. Esta situación ideal nunca se cumple en la realidad. Siempre existe una parte del campo magnético generado por el primario que se cierra por el aire y no genera tensión en el secundario. De este modo, para representar un transformador real debemos dibujar un transformador ideal con un inductor en serie con el primario que represente la inductancia de pérdidas también llamada inductancia de dispersión (figura 52). Cuánta energía se desperdicia en la inductancia de dispersión. En principio, no se puede establecer si no se sabe cuál es la inductancia del primario del transformador. Si T1 es un transformador ideal, su inductancia será infinita y no habrá caída de tensión en la inductancia de dispersión. Pero si se trata de un transformador, real tendrá un valor finito que recibe

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dos nombres, a saber: inductancia de magnetización o simplemente inductancia del primario. Para que nuestro circuito se parezca a un circuito real hay que agregarle en paralelo con el primario una inductancia que represente al valor de la inductancia de magnetización. En la figura 53 se puede observar un circuito más completo, en donde se observa el transformador ideal con una inductancia de dispersión en serie y un inductor de magnetización en paralelo. Observe que con los valores indicados en el circuito 100µHy y 10mHy el 1% de la tensión del generador se pierde en la inductancia de dispersión. El 99% restante llega al primario y se transfiere al secundario sin pérdidas (Nota: los valores indicados son realistas para un transformador chopper promedio). Ahora vamos a estudiar lo que más nos interesa. Cómo se transfiere un resistor colocado en un secundario sobre el bobinado primario. Es decir, si por ejemplo se conecta un resistor de 1 Ohm sobre el secundario de nuestro transformador reductor de 10:1 ¿cómo se refleja sobre la entrada? Si es un transformador ideal con inductancia primaria infinita se transfiere al primario como una resistencia pura de 100 Ohm. Esto parece extraño porque la intuición parece indicarnos que debería transferirse como un resistor 10 veces mayor. Pero en este caso la intuición se equivoca. Lo que ocurre es que siempre debe cumplirse la ley de transformación de la energía, que nos indica que el resistor de 1 Ohm colocado en el secundario debe disipar la misma energía que su equivalente conectado sobre el primario. Si aplicamos 1V al primario, en el secundario aparecerán 100mV, dada la relación de espiras del transformador. La corriente del secundario deberá cumplir con la ley de Ohm, lo cual significa que cir-

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cularán por el secundario 100mA y como el transformador es de 10 a 1 por el primario pasarán 10mA cuando aplicamos 1V. La potencia en el resistor virtual reflejado sobre el primario será 1V x 10mA = 10mW y sobre el resistor físico del secundario será 100mV x 100mA = 10mW. Si ahora aplicamos la ley de Ohm podremos averiguar el valor reflejado sobre el primario como el de un resistor que hace circular 10mA cuando se le aplica 1V es decir 1V/10mA = 100 Ohm. Para el caso general de una relación de transformación igual a “n” un resistor de valor R se transferirá multiplicándolo por “n” al cuadrado. Hasta ahora vimos el caso de un transformador ideal. Si se trata de un transformador ideal, la corriente tomada por el primario tendrá dos contribuciones. Una es la que ya conocemos debida al resistor equivalente del secundario transferido al primario y la otra es la debida a la inductancia de dispersión del primario. Estas dos corrientes alternas tienen diferente ángulo de fase. La primera es una corriente resistiva y podemos considerar que su corriente tiene fase cero. La segunda es una componente inductiva pura y tiene una fase de -90° (en el inductor la corriente atrasa con respecto a la tensión). Ahora viene lo importante para un reparador. Como se manifiesta en el primario un cortocircuito entre espiras. Todo depende de qué tan resistivo es el cortocircuito y cuál es la relación de espiras existente entre el sector del bobinado en corto y el primario. Si por ejemplo el transformador es de 10 a 1 y el corto está a la décima parte del total del secundario se transfiere como una relación de 1 a 100 y si tiene un valor resistivo de 1 Ohm, se transferirá como de 1 x 10.000, es decir de 10kΩ. En cambio si el corto entre espiras está entre la primera y la última espira y tiene el mismo valor de 1 Ohm, se transferirá como

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de 10 al cuadrado por uno, es decir 100 Ohm que es casi un corto comparado con el anterior de 10kΩ. Si el transformador está en buenas condiciones y con el secundario descargado sobre el primario, se refleja una resistencia infinita, es decir que sólo nos queda la inductancia de dispersión del primario. También se puede hacer el siguiente análisis. Si el transformador no tiene ningún problema, la inductancia de magnetización es equivalente a un inductor de alto Q (Q = factor de mérito de un inductor). Si el corto está sobre el total, el factor de mérito se reduce muchísimo y si está a nivel de las primeras espiras se reduce mucho menos. ¿Y la inductancia de dispersión que función cumple en todo esto? Si se hace un corto franco sobre un secundario, este corto se transfiere al primario también como un corto porque la relación de espiras al cuadrado puede tener un valor muy alto, pero los cero ohm del secundario multiplicado por ese valor siempre darán un valor nulo. Pero a la inductancia de dispersión no hay como cortocircuitarla y siempre está presente y es realmente lo que medimos cuando un transformador tienen un secundario en cortocircuito. ¿Y si lo que está en cortocircuito es el primario? En realidad esto no cambia nada; ese cortocircuito parcial se refleja igual que un cortocircuito de un secundario y reduce el Q tanto como sobre otros bobinados. Lo dicho anteriormente nos muestra que si construimos algún medidor que nos indique, aunque sea en forma grosera cuál es el Q del primario, podremos

separar entre transformadores buenos y malos. Antes de abandonar la teoría queremos mencionar que no es fácil encontrar todos los transformadores chopper dañados, porque muchos de ellos no tienen un cortocircuito franco sino una pérdida de aislación del esmalte. Cuando se prueban a baja tensión de entrada el arco no salta y el transformador supera la prueba.

Transformador Excitado con Señales Impulsivas Si un transformador se alimenta con un generador de señal rectangular sin conectar nada a sus secundarios estamos, en realidad, probando una bobina de alto Q si el transformador está bien y de bajo Q si está mal. Y cuando se excita una bobina con una onda rectangular, se genera en realidad, una señal amortiguada. De la característica de la amortiguación podremos sacar conclusiones de la falla. También se puede excitar a alta impedancia y observar la caída de tensión sobre el propio primario del transformador. Esta es, precisamente, la técnica que vamos a utilizar en la modificación del probador de velocidad de diodos. La sección osciladora y amplificadora es exactamente igual a la vista en la entrega anterior en cualquiera de sus dos versiones, es decir con compuertas o con PIC. Lo único que cambia es la sección de medición ver la figura 54. Observe que ahora sobre el colector tenemos dos circuitos de medición. El de la parte superior es el conocido probador de velocidad de diodos. El de la

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parte inferior es un simple detector a diodo que mide la tensión sobre el primario del transformador bajo prueba, que está excitado desde el colector del amplificador con un resistor de 680 Ohm. Observe que si el primario presenta una resistencia transferida alta, prácticamente no producirá caída de tensión sobre el resistor y el detector medirá una tensión de salida de unos 10V. Si el transformador tiene espiras en corto, ese cortocircuito se reflejará sobre el primario, reduciendo la resistencia equivalente a unos pocos Ohm y el detector indicará prácticamente un valor nulo. Si Ud. no tiene osciloscopio puede medir la tensión sobre el capacitor con un téster. En nuestro caso se utilizó, para probar el medidor, un transformador chopper de un TV SHARP 3050 y otros de TVs “Serie Dorada” y “Goldstar”. Las mediciones de transformadores en perfecto estado son del orden de los 8V y la de transformadores malos de alrededor de 2,5V. Aunque en todos los casos la diferencia fue neta, estamos seguros que, de acuerdo a la teoría que explicamos en esta misma entrega seguramente se encontrarán transformadores donde la resistencia equivalente reflejada al primario sólo se reduce en un pequeño valor que quizás el téster no logre detectar. En esos casos, es posible que la observación con osciloscopio termine de indicarnos un transformador con fugas. En la figura 55 se puede observar la sección agregada de medición simulada en un LW (Live Wire). Observe que reemplazamos a el primario del transformador por un circuito RLC para hacer un circuito más completo. El capacitor C2 representa a la capacidad distribuida del bobinado primario y de los secundarios reflejada al primario. El resistor R2 es el equivalente al Q del bobinado primario de un transformador en buenas condiciones y L1 es la inductancia de magnetización del primario. Recuerde hacer las mediciones con una punta divisora por 10 y a 2µS por división de la base de tiempo horizontal.

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Figura 58

Figura 59 Es aconsejable realizar, en primera instancia, una medición sobre el colector del transistor amplificador representado en nuestro circuito por el generador de funciones. Esta señal será en todos los casos, la señal de referencia del sistema de medición. Ver la figura 56. Cuando se prueba un transformador en buenas condiciones se puede obtener sobre su primario un oscilograma como el indicado en la figura 57. Lo más importante de este oscilograma es que el mismo tiene un semiciclo negativo que, evidentemente, se produce por las características reactivas

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del transformador. Cuando más grande sea el ciclo negativo mayor será el “Q” del circuito y será menos probable la posibilidad de un cortocircuito entre espiras. Nuestro detector sólo mide el semiciclo positivo, así que veremos una posterior modificación con un detector de valor pico a pico que incrementa el discernimiento del probador. Otra medición posible de realizar, es el consumo del primario conectando el osciloscopio sobre el resistor R1. En este caso, un transformador en buenas condiciones deberá tomar una corriente relativamente baja tal como la que se observa en el oscilograma 58. Cuando se conecta un transformador en malas condiciones, los oscilogramas se modifican considerablemente, obteniéndose algo similar a lo indicado en la figura 59 con el osciloscopio sobre el primario. Observe que la forma de señal es prácticamente un replica de la tensión del generador con mucha menor amplitud. La razón es que la resistencia de las espiras en corto se reflejan como un resistencia relativamente pura. La forma de tensión sobre el resistor R1 será también mucho más resistiva y tendrá una amplitud considerablemente mayor como la indicada en la figura 60.

El Detector de Tensión Pico a Pico Un detector de valor p.a.p se construye con dos diodos 1N4148 y nos permite medir los dos semiciclos y como valor agregado permite el filtrado de las tensiones continuas que pudiera tener el generador. Ver la figura 61. Se puede observar el oscilograma de tensión sobre el diodo D1, que no permite que la tensión sobre él pase al cuadrante inferior. El diodo D1 termina la tarea rectificando el valor de pico de la señal. Como se puede observar lo que no podemos evitar es la pérdida debida a las barreras de am-

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Figura 62 bos diodos. Esto tiene una solución que se puede observar en la figura 62 y que consiste en prepolarizar los diodos agregando una tensión de 1,2V aproximadamente en el ánodo de D2. Antes de realizar alguna medición se debe ajustar el preset VR1. Desconecte la punta de medición (punta izquierda de C2 en el aire) y ajuste el preset para que el téster digital indique unos pocos mV. Así se compensaron las barreras de D1 y D2 y cualquier tensión aplicada a la entrada será medida por el circuito aunque sea inferior a una barrera. Este detector de tensión pico a pico (p.a.p) tiene una aplicación general que va más allá de la medición de chopper, donde realmente no se necesita anular el error de las barreras. La aplicación mayor es medir señales allí donde hay un valor medio que puede alterar la medición. En efecto, el capacitor C2 filtra cualquier componente continua y el circuito sólo mide la tensión pico a pico de alterna. Como

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ejemplo, este detector tiene una enorme aplicación cuando se desea medir el puerto de comunicaciones de un micro (DATA y CLOCK) o la tensión de salida horizontal de un jungla. En nuestra aplicación cuando se utiliza la sonda detectora p.a.p, la medición de un transformador en buenas condiciones da un valor de 10V y una mala de 1,5V.

Mediciones de Inductancia Muchas veces se desea medir realmente la inductancia de un transformador y sólo se cuenta con un téster digital común que no mide inductancia. ¿Se puede hacer algún medidor casero de bajo precio que nos permita medir las inductancias más comunes de un TV o un monitor? Se puede y es una aplicación del medidor que vi-

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Figura 63

mos hasta ahora sobre todo si Ud. construyó la versión con PIC porque la misma permite cambiar la frecuencia de clock y el período de actividad del oscilador con una gran facilidad. El instrumento que le proponemos realizar se llama Qmetro (cúmetro) y no es un invento del autor. Los Qmetros comerciales están construidos para frecuencias de hasta 1GHz. Nosotros construiremos un instrumento para la banda alta de audio con un alcance máximo de unos 200 o 300kHz y un mínimo de unos 10kHz y nos permitirá medir la inductancia de magnetización de transformadores chopper y flybacks e inductores en general, incluyendo yugos en su sección horizontal y vertical y bobinas de filtrado de baffles. Como ven, los lectores tenemos una meta bien amplia para nuestro sencillo y económico probador. Un Qmetro, como su nombre lo indica, mide el Q de inductores y capacitores, y su valor de inductancia o de capacidad. El Q o factor de mérito de un in-

ductor nos indica qué tan ideal es el inductor bajo medición, es decir si se trata de un inductor puro o tiene alguna componente resistiva agregada. En la figura 63 dibujamos un inductor real, su circuito equivalente serie y su circuito equivalente paralelo. Los tres circuitos representan lo mismo: un inductor real. A la izquierda se lo dibujó tal como aparece en un circuito; su componentes resistiva y capacitiva no se dibujan, pero el técnico sabe que existen y no se dibujan para no complicar el circuito. En el medio se dibuja uno de los circuitos equivalentes completo del inductor el llamado “equivalente serie”. Este circuito posee un resistor en serie con la bobina ideal que representa las pérdidas del inductor y un capacitor en paralelo que representa la capacidad distribuida del bobinado. ¿Qué entendemos por pérdidas en el inductor? Si se trata de un inductor con núcleo de aire, el resistor R representa sólo la resistencia del alambre

Figura 64

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de cobre. Si tiene núcleo de hierro laminado o de ferrite, en él se involucra tanto la resistencia del bobinado como las pérdidas por histéresis y las pérdidas por corrientes de Focault. No necesitamos explicar con detalle por qué se producen estas pérdidas, simplemente digamos que el núcleo se calienta y eso significa que tiene pérdidas y esas pérdidas deben ser representadas tal como se hace con la resistencia del bobinado. Las pérdidas del núcleo equivalen a un nuevo resistor en serie con la bobina, que se suma al anterior para simplificar el circuito. Si tomamos el circuito real y lo conectamos a un generador, por él circulará una corriente y esa corriente producirá caídas de tensión en las componentes inductiva y resistiva. También circulará una corriente por el capacitor, pero dado que el mismo está conectado en paralelo con el generador, se puede analizar por separado como una rama paralelo. Analicemos la rama del inductor con su resistor de pérdidas en serie. Ver la figura 64. En el dibujo pretendemos demostrar que la segunda ley de Kirchoff tiene carácter universal, es decir que la suma de las caídas de tensión de la red siempre son iguales a la tensión de la fuente. Lo que hicimos entonces es colocar un osciloscopio sobre el inductor ideal y otro sobre el resistor. Evidentemente la suma de ambos debe ser igual a la indicación del osciloscopio conectado sobre el total del circuito serie. Sin embargo, el circuito total tiene aplicada una tensión de 5V y en el resistor se obtienen 2V y en el inductor 4,5. Como 4,5V + 2V es igual a 6,5V parecería que no se cumple la segunda ley de Kirchoff cuando se trabaja con corriente alterna. Si Ud. observa los oscilogramas con atención, podrá encontrar la razón de esta falacia. La fase de los oscilogramas está corrida. Si consideramos que la corriente por el circuito está en fase con la tensión sobre el inductor, podemos asegurar que la tensión en el inductor está atrasada con respecto a la corriente y que en nuestro ejemplo ese ángulo es de exactamente 90° porque utilizamos un inductor ideal. El ángulo entre la corriente y la tensión aplicada al circuito equivalente, es, en este caso, de 30° y además podemos asegurar que la tensión adelanta a la corriente. Si sumamos las componentes inductiva y resistiva considerando que se encuentran a 90°, entonces sí se cumple la segunda ley de Kirchoff. Si el lector se acuerda del teorema de Pitágoras no tendrá dudas que el cuadrado de la tensión del generador (hipotenusa = 5V) es igual al cuadrado de la caída de tensión sobre el resistor (cateto opuesto 2V) más el cuadrado de la caída de tensión sobre el inductor ideal (cateto adyacente 4,5V).

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Lo que a nosotros nos interesa es calcular el Q de nuestro circuito que se define como la energía reactiva (sobre el inductor) dividida por la energía resistiva (sobre el resistor). Como la corriente circulando por ambos componentes es la misma, en lugar de dividir las energías podemos dividir directamente las tensiones y entonces tendríamos un Q de 4,5V/2V que es igual a 2,5. Por lo general los inductores tienen una componente reactiva mucho mas grande que la resistiva y entonces el cociente tiene un divisor muy pequeño dando valores de Q del orden de 100. En nuestro caso pusimos una componente resistiva muy grande para que los desfasajes sean mas evidentes. Existen dos disposiciones de Qmetro que se utilizan de acuerdo a las mediciones a realizar. La mas conocida es la del Qmetro serie que estudiaremos en el próximo apartado.

Construcción de un Qmetro Serie Nuestra meta es medir L y Q. De la medición de Q ya sabemos bastante pero hasta ahora no dijimos como se puede medir la inductancia. Solo tenemos un generador de onda rectangular construido con un PIC que nos puede entregar una onda rectangular de 5V de pico con un periodo de actividad del 10% y una frecuencia del orden de los 60kHz. Modificar ese generador para que funcione a frecuencia variable entre 10kHz y 300kHz con un tiempo de actividad del 50% es una tarea simple que solo requiere un cambio de programación del PIC. Para medir L debemos tener un capacitor variable calibrado. Si lo hacemos resonar con el inductor a medir, la fórmula de Thompson nos dirá cual es su inductancia. En la figura 65 se puede observar el circuito propuesto que por otro lado es sumamente sim-

Figura 65

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ple de implementar. Si Ud. está realmente haciendo la simulación debe tener en cuenta un detalle de los simuladores. Algunos trabajan con inductores reales (por ejemplo el Live Wire) y otros con inductores ideales (como por ejemplo el Multisim). En el primer caso, los inductores tienen fijado un Q del orden de 3 o 5 y no se puede pretender realizar una simulación con un Q mayor. En el otro caso, antes de realizar la simulación debe diseñar un inductor con una cierta resistencia en serie o paralelo para que el inductor simulado se parezca al real. Cómo funciona nuestro circuito de medición. La idea es hacer resonar la bobina con un capacitor externo conocido. Cambiando la capacidad o la frecuencia. Como sea, el punto de resonancia es aquél en que la reactancia capacitiva se iguala con la inductiva. En ese momento, si ambos componentes son ideales (no tienen componente resistiva) a la frecuencia de resonancia, las reactancias se anulan por que tienen ángulos opuestos. Es decir que en inductor, la tensión adelanta 90° a la corriente y en el capacitor atrasa 90°. Como la corriente es única, por tratarse de un circuito serie, esto significa que la tensión sobre el inductor tiene un desfasaje de -90° y en el capacitor de +90°. Esto hace un total de 180° que equivale a decir que ambas tensiones son opuestas. Y si son opuestas se anulan, lo que equivale a decir que ambas reactancias consideradas en su conjunto son equivalentes a un cortocircuito. Con componentes reales no se anulan totalmente, pero la impedancia serie se reduce considerablemente en el punto de resonancia, permitiendo la realización de una medición. ¿Qué medimos? En realidad se pueden medir varias parámetros para determinar la resonancia dependiendo de las características de nuestro medidor. Por ejemplo se puede medir la corriente por el circuito serie. Pero también se puede medir la tensión sobre el inductor o sobre el capacitor. Cualquiera de estos parámetros a valor máximo implica resonancia, tanto si se cambia la capacidad como si se cambia la frecuencia. La medición de tensión sobre el capacitor presenta algunas ventajas de diseño que no deben desaprovecharse. Una de estas ventajas es la facilidad de calibración del Qmetro. En el Qmetro serie se puede demostrar que la tensión sobre el capacitor es Q veces más grande que sobre el generador (si se considera que el Q del capacitor es mucho más grande que el del inductor, lo que por lo general, es absolutamente cierto). Por ejemplo, si el generador entrega 1V y sobre el capacitor se miden 30V significa que el Q del inductor es de 30. Observe que si usamos el

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mismo medidor para ajustar la salida del generador (calibración) que para medir (medición) no tiene importancia el error absoluto del medidor, porque la medición es comparativa y no absoluta. En nuestro caso el eslabón mas débil es justamente el medidor debido a la presencia de los diodos detectores. Debemos ahora completar nuestro diseño indicando cómo calibrar nuestro Qmetro de baja frecuencia. La calibración deberá realizarse con patrones de inductancia que tienen un enorme valor por sí mismo. Le adelantamos de qué se trata: Imagínese que Ud. dude de un inductor de la etapa PWM de un monitor (por ejemplo supone que tiene espiras en corto). Si tiene construido su Qmetro lo puede medir; pero si el Qmetro le dice que está mal cómo lo reemplaza para estar seguro de que el monitor no tiene algún problema más. Nuestra idea es realizar un inductor de uso general con un núcleo de un fly-back en desuso, que tenga múltiples derivaciones para seleccionar por ejemplo desde 0,3mH a 3mH en 10 pasos. Este inductor nos permitirá reemplazar los componentes más importantes de un monitor o un TV en forma provisoria de modo tal que encaremos luego una compra estando seguros de no fracasar. El ejemplo más significativo es el yugo horizontal o vertical de un TV o un monitor. No existe componente más complejo de reemplazar que un yugo debido a que su montaje sobre el cuello es una verdadera tarea de precisión. No se trata de aflojar una abrazadera y sacar el yugo. Antes hay que sacar el conjunto de imanes de convergencia y pureza y luego de cambiar el yugo hay que volverlos a ajustar. Muchos reparadores suelen sacar alegremente el yugo para “llevarlo a medir”. Cuando le confirman que el yugo está bien lo vuelven a colocar y buscan la verdadera falla. Cuando la encuentran se llevan la sorpresa de que el monitor o TV arranca pero con errores de pureza y convergencia. Si intentan el ajuste al azar de los imanes, por lo general demoran varias horas para obtener sólo un funcionamiento apenas aceptable. Con nuestro medidor Ud. podrá medir la inductancia en forma precisa de yugos, flay-backs, inductores de PWM de monitores, transformadores chopper, etc.. Luego podrá simularlos para probar el circuito en forma real y asegurar el diagnóstico. El tema de los fly-backs es un caso aparte y nuestro medidor sólo puede indicarnos la presencia de cortocircuitos a baja tensión. Pero la prueba más importante es justamente, la de arcos y si no la realizamos es imposible saber a ciencia cierta el estado del fly-back. Cómo prueban un fly-back en los negocios de

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electrónica. Todo depende de la seriedad del negocio; puede ser que tengan un probador profesional, pero por lo general lo hacen con un probador casero de dudosa exactitud. Ese probador es un TV o un monitor que funcionen aceptablemente bien. El flyback bajo prueba se conecta en paralelo con el flyback del probador y se observa la pantalla. Si no se apaga y no saltan arcos se supone que el fly-back está en buen estado. El principio de la prueba no es erróneo, pero su implementación debe ser muy cuidadosa. Un flyback que no chispea en 25kV puede chispear en 25,1kV. Y además un fly-back que no genera AT no chispea pero no funciona. En síntesis, que el probador de fly-backs debe tener un medidor de AT y le puedo asegurar que en la mayoría de los negocios no lo tienen. Cuando se trata de medir un yugo, por lo general están en peores condiciones aun porque sólo lo miden con un téster con medidor de inductancia y lo olfatean para determinar que no tenga olor a esmalte quemado. Nuestra intención es terminar el Qmetro para que Ud. pueda medir inductores a baja tensión. Un inductor que ya pasó por el Qmetro y fue aprobado, puede colocarse en el probador de fly-backs con alguna seguridad. Luego comenzar a construir un probador de yugos, fly-back, transistores de salida horizontal y diodos recuperadores que permita ajustar la tensión en forma progresiva y a valores superiores a los normales. Por último, vamos a construir un medidor de AT

Figura 66

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que complete el diseño del probador y que nos permita medir en un TV o en un monitor la tensión de foco y de ánodo final.

Montaje del Qmetro para Medición de Transformadores y Fly-Backs En cierto sentido, vivir en uno de nuestro países de América latina tiene sus ventajas. Seguramente un que un técnico de EEUU no sabe cómo funciona un Qmetro. Si lo necesita lo compra porque tiene poder adquisitivo para hacerlo. En nuestra querida América Latina si Ud. necesita un Qmetro lo fabrica y con eso aprende mucho más que si simplemente lo comprara. Por eso nuestro técnicos son bienvenidos en los países desarrollados, porque tienen una imaginación exacerbada por la necesidad. ¿Cómo, que un Qmetro comercial va a tener mejores características y mejor presentación que uno de fabricación casera? En cuanto a presentación puede ser, pero la pinta es lo de menos. La pinta puede ser importante al comienzo pero lo importante, el verdadero amor por un instrumento útil, viene con el uso y no tiene nada que ver con el aspecto exterior. Nuestro Qmetro ya está planteado. Es una combinación de circuitos que ya habíamos construido y aplicado a los que le encontramos una nueva función y otros componentes que seguramente tendremos

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que encontrar en algún desarmadero o en nuestro propio depósito. En la figura 66 tenemos el circuito del Qmetro pero con el agregado de un capacitor variable en paralelo con el capacitor fijo de sintonía. Observe que además lo simulamos en WB multisim para poder trabajar con inductores de alto Q. El generador de funciones representa a nuestro circuito oscilador ya sea que lo hayamos construido con un PIC o con una compuerta, pero recordando que ese oscilador debe tener el tiempo de actividad ajustado al 50% para usar el oscilador como generador de un Qmetro. En caso contrario funcionará, pero con menor sensibilidad de lectura. Nuestro generador real tiene una resistencia interna de 39 Ohm y una amplitud pico a pico de 10V. La tensión es un poco alta para nuestras necesidades y lo mismo ocurre con la resistencia interna. Por esa razón se emplea el atenuador formado por R2 y R3 que baja la tensión a un nivel de 4V aproximadamente y la resistencia interna equivalente es de aproximadamente 8 Ohm. Este generador hace circular corriente por el circuito L C formado por el inductor a medir y el capacitor C1 con un capacitor variable de aproximadamente 100pF en paralelo. La capacidad C1 va a variar con el rango de medición. En la figura 66 indicamos el circuito para medir inductores del orden de 1mH y posteriormente lo vamos a completar con una llave que modifique el capacitor C1 para agregar nuevos rangos. Mas adelante observará que cambiamos los valores del capacitor fijo y el variable. En efecto, este instrumento no tiene un solo circuito, todo depende de sus necesidades y de lo que tenga en su taller. El valor de la corriente que circula por el circuito depende de la impedancia del mismo. Pero a poco de observarlo vemos que se trata de un circuito LC y como sabemos, en esos componentes (si son ideales) la corriente adelanta 90° a la tensión en el capacitor y atrasa 90° en el inductor. Como la corriente debe ser la misma por definición de circuito serie, esto significa que la tensión sobre el capacitor y sobre el inductor están desfasadas en 180° o lo que es lo mismo que la tensión existente sobre la serie es la resta de las tensiones sobre el inductor y sobre el capacitor. En la frecuencia de resonancia ambas tensiones son iguales y se anulan de modo que la corriente por el circuito serie se hace infinita o por lo menos se hace igual a la corriente que puede entregar el generador si estamos utilizando componentes ideales en L1 y C1+C4. C1 y C4 no son ideales pero se acercan mucho a esa condición de modo que tienen un Q generalmente mayor a 1000.

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El componente más difícil de fabricar es el inductor y sólo se pueden conseguir con valores de Q del orden de 3 a 100 dependiendo del tipo de núcleo y del alambre utilizado en su fabricación. En nuestro circuito el resistor R1 no es un resistor físico que se agrega sobre el inductor. Es el resistor equivalente paralelo, que limita el Q del inductor ideal del simulador, para volverlo real. ¿Por qué en paralelo con el inductor y no es serie? En realidad nos resulta más entendible colocar un resistor en serie, porque en el nos imaginamos la resistencia del bobinado (que siempre es baja, del orden de la decena de ohm). Pero tanto en serie como en paralelo, ese resistor va a generar una cantidad de calor que representa las pérdidas del circuito y por lo tanto no importa como lo dibujemos. Sólo debemos tener en cuenta que su valor no es cualquiera. Es decir, que dado un resistor en serie que represente el Q de un circuito sólo existe un valor bien determinado de un resistor en paralelo, de modo que en ambos resistores se disipe la misma potencia activa. Justamente el valor de Q se puede definir en función de la potencia como la relación entre la potencia activa y la potencia reactiva del inductor. Es decir que Q = Pr / Pa, para no cansar al lector con tantas matemáticas le decimos que reemplazando valores de potencia en esta fórmula se llega a la conclusión que: Rs = XL2 / Rp Para nuestro caso Rs se calculará como: (6,28.F.L)2 / 82.000 = 9,4 Ohm ¿Qué importancia tiene calcular el valor de resistencia serie equivalente del inductor? Precisamente ese valor es el que queda conectado en paralelo con nuestro generador cuando el inductor resuena con el capacitor. Es decir, corriente máxima en el circuito. Su valor determina el valor del Q del circuito y la frecuencia a la cual ocurre la resonancia determina el valor de L si es que se conoce el valor de C. Aquí podemos observar la importancia de tener un generador de baja resistencia de salida y que nuestro dispositivo sólo mide el Q en forma aproximada ya que la resistencia interna del divisor de tensión es comparable con la resistencia serie del inductor y por lo tanto el Q del circuito será solo la mitad del Q del inductor. En realidad, esta falta de precisión no tiene mayor importancia porque nosotros no pretendemos

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medir el Q con precisión, sólo deseamos medir el valor de inductancia y una medición aproximada del Q para detectar inductores con espiras en corto. Sólo nos falta hablar del detector de onda completa. En realidad no es un componente nuevo. En la figura 66 mostramos en realidad, el circuito simplificado en donde reemplazamos la prepolarización por una simple batería. Este circuito también presenta una resistencia de carga que reduce el Q del circuito, pero si Ud. utiliza un téster digital en la escala de 10V tendrá una resistencia de carga de 2 o 3 MΩ que ya es aceptablemente alta. Con un téster analógico en la escala de 10V la resistencia es de 200.000 Ohm y el Q se puede ver muy afectado. El problema es que lo más indicado para observar un proceso de sintonía es el tester analógico, así que lo recomendamos para ajustar la sintonía, pero si luego quiere medir el Q le recomendamos que lo cambie por un téster digital. ¿Los Qmetros profesionales, utilizan un generador de onda cuadrada? No, siempre trabajan con señales senoidales de baja distorsión. Pero el autor observó que se puede usar un generador de onda cuadrada sin mayores inconvenientes si no se pretende tanta precisión en la medición de Q. En realidad, la señal presente sobre el inductor o sobre el capacitor será perfectamente senoidal aunque el generador sea de onda cuadrada

porque ambos componentes operan como un filtro de armónicas. El mayor problema es que el generador de frecuencia fija tiene un período de actividad muy corto y eso modifica la relación entre fundamental y armónicos de modo que la fundamental tiene un valor de tensión más pequeño. Por lo tanto modificaremos el circuito del oscilador para que pueda funcionar en 10% y en 50% del período de actividad, porque suponemos que el lector lo utilizará para medir velocidad de diodos y transformadores en corto.

El Oscilador de Frecuencia Variable Vamos a suponer que Ud. armó el oscilador de frecuencia fija con el hexainversor 40106 como oscilador. Los cambios a realizar son los siguientes. El lazo de realimentación doble del oscilador, que servía para generar períodos asimétricos ya no se necesita. Ahora se realimenta con un solo resistor para generar una onda cuadrada. Para que la frecuencia sea variable ese resistor de realimentación se cambiará por un potenciómetro lineal de 50kΩ con un resistor de 2k2 en serie. De ese modo, se obtuvo una variación de frecuencia que va desde los 10kHz a los 500kHz. Para obtener una mayor salida de tensión se modificaron algunos resistores de la polarización del transistor. Observe la figura 67.

Figura 67

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Calibración y Ajuste del Qmetro Si tiene un frecuencímetro o un osciloscopio y un téster digital con medición de capacidad, está en condición de intentar la calibración de su Qmetro. Si no tiene frecuencímetro u osciloscopio deberá pedirlos prestado. En este mismo texto encontrará un frecuencímetro cuyo autor es Guillermo Necco que cumple perfectamente su cometido de medir la frecuencia de nuestro generador. Ármelo que no se va a arrepentir, yo le aseguro que funciona porque es el que usamos en nuestro laboratorio, y como no hace falta una gran precisión en la medición de frecuencia, se puede armar con sólo 4 dígitos que es sumamente económico. Prestado o propio, lo que Ud tiene que hacer es agregar el potenciómetro para el ajuste de la frecuencia del oscilador, tal como lo indica la figura 66 colocarlo al máximo de valor, medir la frecuencia y anotarla con un marcador indeleble sobre el dial. Luego ir al mínimo valor, anotar la frecuencia y marcarla en el dial. Posteriormente se colocará el potenciómetro en valores de frecuencia enteros y se irá marcando la escala completa de frecuencia. Como puede observar, en la figura sólo colocamos un potenciómetro de 5kΩ. En realidad, hay que colocar un resistor en serie con el potenciómetro para limitar la frecuencia superior. Y también es posible bajar la frecuencia inferior colocando un potenciómetro de mayor valor como por ejemplo 50kΩ. En nuestro prototipo limitamos el valor mínimo a 2k2 para llegar a una frecuencia máxima de 300kHz y colocamos un potenciómetro de 50kΩ con el cual se puede llegar a una frecuencia de 10kHz. El lector comprenderá que la gama de frecuencia a utilizar depende del uso que le vaya a dar al Qmetro en forma primaria y por eso no le podemos dar un circuito específico. También es posible utilizar más de un capacitor utilizando una llave y obtener así un generador variable por pasos o recurrir al circuito con PIC y realizar un programa que divida la frecuencia de salida por 1 x 2 o x 4. Ahora sólo nos queda marcar el valor de capacidad. En realidad, el circuito real dependerá de lo que hayamos conseguido como capacitor variable. La idea es cubrir desde algunos pF hasta unos 2.000 o 3.000pF obtenido por suma del capacitor variable y de los capacitores fijos conmutables con una llave. No ponemos el circuito porque todo depende de lo que consiga. Lo mejor en estos casos es buscar algún capacitor en tandem de 2 x 410pF de aquellos que se utilizaban en las viejas radios de mesa de los años 70 o

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de algún equipo de comunicaciones. Conectando las dos secciones en paralelo se consigue una capacidad de 820pF ideal para nuestro Qmetro. El modo de marcar la capacidad depende de los instrumentos de medida que hayamos podido conseguir. Usando un téster digital con capacímetro Ud. deberá realizar una escala con el capacitor fijo de menor valor y otra con el capacitor fijo de mayor valor. Es conveniente que deje lugar para realizar una tercera y tal vez una cuarta escala, en donde se colocarán valores de “inductancia incógnita” para una frecuencia fija. En efecto, no olvidemos que nuestro Qmetro fué creado con la intención de medir inductancias del orden del mHy que son las más comunes en la sección horizontal de un TV o un monitor. ¿Cómo se marca la escala de inductancias? La escala de inductancias se puede marcar obviamente utilizando inductores de diferentes valores, pero lo mejor es sacarla por cálculo como le indicaremos en la siguiente sección.

La Fórmula de Thompson Thompson estudió el fenómeno de la resonancia L C utilizando como antecedente las ecuaciones del péndulo mecánico, por tratarse de fenómenos muy similares. La ecuación que halló se puede expresar de diferentes modos, pero el que más nos conviene a nosotros esta indicado en la fórmula 1. πf)2. C L = 1 / (2π

fórmula 1

Para comenzar se puede fijar la frecuencia en 100.000Hz y calcular el paréntesis que dará un valor de 6,28 x 100.000 = 628.000 que deberá elevarse al cuadrado dando un valor de 0,4 1012. Para ser prácticos vamos a tomar un valor entero de capacidad como ser 1000pF que tendremos perfectamente determinado en la escala y vamos a calcular el valor equivalente de inductancia para una frecuencia de 100kHz: L = 1 / 0,4 1012 . 1000 10-12 = L = 1 / 400 . C = 2,5 mHy

fórmula 2

Esto significa que debajo de la marca de 1000pF en la escala de inductancias se debe marcar 2,5mH. Haga lo mismo con otros valores de capacidad y podrá realizar una escala completa de medición de inductancias.

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El Circuito Completo del Qmetro Ya tenemos armado nuestro Qmetro. Repasemos su aspecto. Se trata de un gabinete de material plástico con dos perillas a las que se le pega una escala. Una es el potenciómetro del generador y la otra es el eje de nuestro capacitor variable. Es posible que al lado del capacitor variable se encuentre una llave que agrega un capacitor fijo en paralelo con el variable y puede ocurrir que también exista otra llave para ampliar la gama de frecuencia del oscilador. Esta segunda llave puede modificar el resistor o agregar otro capacitor en paralelo con el existente. Los dos ejes deben tener una perilla con pollera que permita pegarle un CD viejo al que se le lijó el lado de la etiqueta y el lado activo. Es decir, que sólo necesitamos un circulo de plástico transparente o semitransparente en donde grabaremos las escalas con un marcador indeleble. Para no tener que trabajar tanto puede acercarse a algún lugar en donde vendan CD vírgenes sin estuche. Los CDs vienen embalados de a diez separados con tapas circulares transparentes. Justo lo que nosotros necesitamos (pensar que el comerciante tira todas esas tapas). En la escala del potenciómetro vamos a tener el dial de frecuencia del generador (una o dos escalas de acuerdo a su diseño). Sobre esa escala destacado en rojo, debe poner una marca en 100kHz que nos servirá para medir inductancia directamente sobre la escala del capacitor variable. Esta escala será por lo general triple. Tendrá dos diales de capacidad (con y sin capacitor fijo en paralelo) y una de inductancias que es válida siempre que la frecuencia sea la elegida (por lo general 100kHz). En la parte superior del gabinete, existirán dos bornes para la inductancia incógnita y otros dos para medición de capacidades pequeñas cuyo uso explicaremos a continuación. Nosotros le aconsejamos que el medidor permanezca incluído en el Qmetro, aunque si desea utilizar su téster digital como medidor externo y ubicar en el Qmetro sólo la sonda diódica dobladora puede hacerlo sin inconvenientes. Piense que un téster digital de pequeño tamaño o un téster analógico chico cuestan no más de 5 dólares. Por supuesto que este mismo Qmetro, con algunas variantes, puede medir velocidad de diodos, y de Ud. depende la combinación de instrumentos que desea realizar. Nota: el instrumento medidor de velocidad de diodos fué publicado en nuestra revista unos números atrás.

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¿Cómo se miden los inductores? Coloque su inductor incógnita en los bornes de inductancia. Coloque la frecuencia del oscilador en la marca roja de 100kHz u otro valor que Ud. haya elegido. Mueva la perilla de capacidad para lograr sintonía. Lea en la escala de inductores.

Medidor de Capacitores de Pequeño Valor Un Qmetro es un instrumento muy versátil si Ud. se acostumbra a utilizarlo. Y además es un instrumento muy didáctico. Con un poco de práctica Ud. aprenderá el concepto de la resonancia y el factor de calidad Q, del mejor modo posible, por la práctica constante. Si Ud. tiene que medir un capacitor que se encuentre dentro del máximo de la escala de su Qmetro (supongamos que es de 800pF) sólo necesita un inductor de prueba de aproximadamente 1mH. Conéctelo al Qmetro y ponga el dial de capacidad en 800pF. Cambie la frecuencia hasta que el inductor resuene con esa capacidad. Conecte el capacitor a medir en los bornes de capacidad. Por supuesto que se perderá la resonancia. Baje el valor del capacitor variable hasta recobrarla y anote el valor del dial de capacidad. El capacitor incógnita tendrá un valor igual a 800 pF menos lo que indica el dial. Si lo desea puede hacer una escala inversa de capacidad comenzando con el cero sobre los 800pF de la escala original. Con esa escala Ud. puede medir directamente capacidad y con mayor precisión que la que puede otorgarle un téster digital con medidor de capacidad, que es muy poco exacto en las capacidades bajas. En conclusión, el Qmetro de baja frecuencia es uno de los instrumentos que no existen. Si no lo hace con sus propias manos, se queda con las ganas. ¿Y una vez que lo tenga construido para qué me sirve? Todo depende de a qué se dedique. Este versátil instrumento sirve para medir yugos, fly-backs, inductores de la fuente PWM de los monitores, transformadores de fuentes pulsadas, transformadores driver horizontal, choques separadores y auxiliares de TV y monitores con modulador Este Oeste, bobinas de ancho, bobinas de linealidad, filtros de bafles, etc. etc. Ahora bien, quizás Ud. necesite medir el Q con mayor precisión. Como sea le agregamos este apéndice que lo ayudará en su intento de hacer un Qmetro más profesional. En el Qmetro que le propusimos (Qmetro serie) el Q es la sobretensión que Ud. encuentra sobre

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el/los capacitor/capacitores de sintonía. Si por ejemplo, el oscilador entrega 10V y el medidor nos indica que sobre el capacitor existen 100V, podemos sacar como conclusión que el Q será 100/10 = 10. Pero para que esto se cumpla con precisión, la señal de salida del generador debe ser sinusoidal y de exactamente el valor de 10V. El factor de forma lo podemos compensar porque afectará al Q en forma lineal (por ejemplo dará valores de Q más bajos que lo real). En nuestro Qmetro no empleamos toda la salida del oscilador sino que lo atenuamos con un divisor fijo de tensión. Si cambia ese divisor podrá compensar la caída del Q debida al factor de forma. ¿Qué ocurre si diseñamos el divisor para una salida de 1V? Ocurre que las indicaciones del téster en voltios nos darán directamente el valor de Q del inductor. Por ejemplo si sobre el capacitor tenemos 12V podemos decir que el Q del inductor es de 12. Si Ud. conoce algo de la teoría de los errores de medición, habrá observado que no importa el error de lectura del téster, en tanto la tensión de salida del generador se ajuste con el mismo téster que realiza la medición y en la misma escala. Los Qmetros profesionales tiene el divisor ajustable con un poteciómetro y una llave AJUSTE/MEDICION que conecta el téster a la salida del generador en AJUSTE y sobre el capacitor de sintonía en MEDICION. Otra característica de nuestro Qmetro es que la resistencia interna del téster altera la medición de Q. Esto también es compensable modificando el valor de ajuste del generador porque se trata de una falla lineal. ¿Cómo se realizan estas compensaciones? Lo ideal sería tener una bobina con un Q conocido por ejemplo de 100 y variar la salida del generador (potenciómetro de ajuste) para que el téster indique exactamente ese valor. Posteriormente le aconsejamos calcular qué resistores debe agregar en serie o en paralelo con el inductor patrón para obtener valores de 10 y poder comprobar la linealidad de nuestro instrumento.

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Montaje de un Frecuencímetro Digital Podemos definir a un frecuencímetro como un contador de eventos cíclico, esto es, cuenta una serie de sucesos (los ciclos de la frecuencia que estamos midiendo), los presenta en un display, vuelve a cero y comienza a contar nuevamente. En la figura 68 podemos ver un diagrama en bloques elemental de un frecuencímetro como el que aquí describimos. En el primer bloque tenemos una etapa conformadora de entrada, que es la que adapta el mundo analógico al universo digital. Explico: en un oscilador o amplificador que trabaje con radiofrecuencia las señales no son cuadradas, que son con las que se trabaja en los sistemas digitales, sino que pueden ser senoidales (en el mejor de los casos) o pueden tener formas complejas. Si las ingresamos directamente al contador no podría distinguir en ellas un patrón regular. Tal vez no podría siquiera contarlas, dado que probablemente haga falta amplificarlas. Para eso se utiliza en la entrada un amplificador de señal de alta impedancia (para no cargar el circuito bajo prueba) acoplado a un Trigger de Schmitt, que es un circuito que empareja y regulariza las ondas para poder ingresarlas al contador digital. Si en la entrada del conformador inyecto una señal, por ejemplo, senoidal de 357kHz voy a obtener a la salida una señal perfectamente cuadrada de 357kHz. Obtenemos aquí lo que nos interesa: cualquiera sea lo que tengamos a la entrada lo pasamos a onda cuadrada pero respetando fielmente la frecuencia de la señal, que es lo que pretendemos contar. Luego de tener la señal en condiciones para ingresar al contador digital la hacemos pasar por una llave electrónica controlada por un reloj, que se abre a intervalos regulares, en este caso cada 1 segundo. Aquí tenemos el corazón del aparato: supongamos una señal de 3.567 ciclos (tres mil quinientos sesenta y siete ciclos), si abrimos la llave de paso por 1 segundo en el display aparecerá el número 3.567, que es la frecuencia, o sea, ciclos por segundo. Aquí podríamos quedarnos tranquilos, pero hemos hecho una sola medida. Tenemos que poner un sistema que luego de esta medida haga otra y otra y otra. Pensemos en el caso de una sintonía por la banda de 80 metros. (para esto fue diseñado), si midiéramos una sola vez sería engorroso porque al girar el dial buscando una frecuencia determina-

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Figura 68

da habría que estar manualmente tomando medidas a cada trecho y sería muy incómodo. Es así que se intercala un sistema de reloj. Este se encarga de controlar secuencialmente las operaciones básicas para que el contador tome una medida después de otra, según se muestra en la figura 69. En esta figura observamos un pulso de 1 segundo en estado alto que es el que abre la llave electrónica, dejando paso a las señales para contar. Un instante después vemos un pequeño pulso en estado alto denominado latch o cerrojo. Este pulso habilita el número que contó el contador para que pase al display. Ahora lo explicaré con más detalle. Luego de éste viene otro pequeño pulso llamado reset o puesta a cero del contador y luego nuevamente vuelve el pulso de 1 segundo que habilita la llave. Supongamos por un momento que el latch no está conectado. En el contador observaríamos los numeritos ir moviéndose rápidamente aumentando hasta que termina el pulso de 1 segundo. Allí se quedarían quietos (y podríamos ver la frecuencia) hasta que llegue el pulso de reset o puesta a cero, con lo que veríamos los numeritos irse a cero para, al abrirse nuevamente la llave, volver a verlos incrementándose rápidamente hasta la cifra final. Como pueden imaginar, esto es muy cansador para la vista. Es así que se intercala entre el contador digital y la presentación (los display de 7 segmentos) otra llave electrónica que se abre, dejando pasar los datos, cuando está alto el pulso de latch. El proceso ahora sería el siguiente: se abre la llave de entrada por 1 segundo y el contador

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cuenta los ciclos. Al cerrarse la llave de entrada y al haber terminado la cuenta, se abre la llave de latch y el resultado es presentado en el display. Pasado el instante la llave de latch se cierra y el resultado permanece fijo en el display. Aparece ahora el pulso de puesta a cero del contador, pero en el display permanece el resultado de la cuenta anterior, dado que la llave de latch está cerrada, e Figura 69 ignora todo lo que sucede detrás de ella, operando como si fuera una memoria temporal. Terminado el pulso de puesta a cero, luego de un instante vuelve todo a comenzar. Hace una nueva cuenta y al próximo pulso de latch presenta el nuevo resultado, cambiando el anterior si fuera distinto. En este sistema, lo que observamos es solamente el cambio de números en el momento del pulso de latch. Si la frecuencia es siempre la misma, no veremos entonces cambio alguno en el display.

Los Contadores Para poder observar la frecuencia que mide el contador digital tenemos que adaptarla a nuestros parámetros de lectura, esto es: los números del cero al nueve. Para poder “traducir” el lenguaje binario con el que se manejan los circuitos lógicos al de los números decimales, que usamos nosotros, existe el circuito integrado CD4511, que es un decodificador de BCD (decimal codificado en binario) con excitador para una presentación en display de 7 segmentos. Posee asimismo un latch incorporado. El código BCD no es otra cosa que los números del cero al nueve codificados a binario. También lo llaman código 8421. Veamos cómo es esto: el circuito integrado tiene cuatro entradas, denominadas (luego de mucho pensar) A,B,C y D. Estas entradas tienen un peso determinado. Si mantenemos las entradas a masa el display marca cero. Si aplicamos tensión a la entrada A (manteniendo las otras a masa) el display marca uno. Si damos tensión a la entrada B el display marca dos. Si conectamos la tensión a la entrada C marcaría cuatro y si repetimos el procedimiento en la entrada

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Tabla 2 ENTRADA

D

C

B

A

Primer pulso Segundo pulso Tercer pulso Cuarto pulso Quinto pulso Sexto pulso Séptimo pulso Octavo pulso Noveno pulso

0 0 0 0 0 0 0 1 1

0 0 0 1 1 1 1 0 0

0 1 1 0 0 1 1 0 0

1 0 1 0 1 0 1 0 1

D el display presentaría un ocho. Hasta ahí viene bárbaro, pero: ¿Cómo hacemos para representar un tres, por ejemplo? Simple, aplicamos tensión en las entradas A y B al mismo tiempo y tenemos A+B, o sea 1+2 y el display nos presenta un 3. En el caso del seis damos tensión a las entradas B y C, o sea 4+2 y en el del siete damos tensión a las entradas A,B y C simultáneamente, obteniendo la suma 1+2+4= 7. Este circuito integrado incorpora un cerrojo con memoria para las cuatro entradas, denominado latch, que funciona de la siguiente manera: si la entrada LE (latch enable o habilitación de cerrojo) está en estado bajo (esto es cero volts o a masa), los datos que ingresamos por las entradas ABCD pasan directamente al display. Si de repente pasamos la entrada LE al estado alto (le damos tensión), no pasan más datos y el display mantiene visualizado el último dato que entró. Así como utilizamos este integrado para traducir el lenguaje lógico digital al de los números que corrientemente usamos, debemos utilizar algún otro para que nos traduzca, en este caso una sucesión de eventos (los ciclos de la frecuencia que queremos medir), al lenguaje de unos y ceros del código BCD que maneja el CD4511. Este es un contador doble (esto es que hay dos contadores en un solo encapsulado) denominado CD4518. En este contador tenemos una entrada y cuatro salidas: A,B,C y D. Supongamos que en el primer instante las salidas se encuentran en cero y entra un pulso. Veremos que la salida A cambia de estado de cero a uno. Si lo conectamos a un CD4511 observaríamos un 1 en el display. Al entrar el segundo pulso la salida A cae a cero y la salida B pasa a estado alto. En el display vemos ahora un 2. Al ingresar el tercer pulso la salida B se mantiene en estado alto y la acompaña ahora la salida A,

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teniendo en el display un 3, y así sucesivamente hasta el 9 (vea la tabla 2). Veamos ahora el siguiente caso: supongamos que utilicé el contador y medí la cantidad de seis pulsos. El display marca seis y está todo bárbaro, pero he aquí que quiero realizar una nueva cuenta. Si la ingreso así nomás el display no me va a marcar 1 (que es el nuevo pulso que ingresé) sino que me va a marcar 7, porque lo sumó a los seis anteriores. ¿Cómo puedo hacer entonces para separar las cuentas y cuándo empiezo una nueva que arranque de cero? Hay en estos contadores una entrada de reset (restablecimiento a cero) que al aplicarle un nivel alto hace que “olvide” la cuenta anterior y pase todas las salidas a cero para poder comenzar una nueva cuenta. Nos falta ver el caso de conectar dos contadores “en cascada”, esto es, uno después del otro, para que uno cuente las unidades y el otro las decenas, por ejemplo. La pata 6 del CD4518, que es la salida D, de peso 8, se conecta a la pata 10 del mismo integrado, que es la entrada del contador siguiente. Aquí debo hacer una aclaración: este contador tiene dos tipos de entrada; una que incrementa un número al detectar una transición de 0 a 1, denominada flanco ascendente, y otra entrada que responde a un cambio de estado de 1 a 0, que se denomina flanco descendente, y es la que estamos utilizando en este diseño. ¿Por qué? Veamos el siguiente ejemplo: supongamos que estamos contando hasta 99. En las unidades tenemos que va contando 7 (0111), 8(1000), 9 (1001). Si tuviéramos el contador conectado a la entrada de flanco ascendente, al llegar el número 8 la pata D se eleva de 0 a 1 enviando un pulso de cuenta al otro contador, por lo que en el display veríamos el número 18 al octavo pulso, cosa que no condice con la realidad. En el diseño actual tenemos el segundo contador conectado a la pata de flanco descendente, obteniendo el siguiente resultado: en el 7 (0111), en el 8 (1000) no hay cambio, porque D subió de 0 a 1, en el 9 (1001) sigue todo igual y en el 0 (0000) tenemos que envía un pulso al segundo contador, porque D bajó de 1 a 0, obteniendo en el display el número 10, que coincide con el décimo pulso de cuenta. Acuérdense que los números en binario se leen DCBA. Con esta introducción teórica a los contadores de cifras ya podemos ver la primera parte de este proyecto, que es un contador de dos cifras, cuya plaqueta vemos en la figura 70. Este contador puede construirse en grupos de a dos, es decir, podemos contar

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U LTIMA G ENERACIÓN contadora tiene una conexión que se repite a cada costado, permitiéndonos conectar hasta tres o cuatro contadores “en cascada”. Observamos que tiene una entrada/salida de +12 Volts, que sirve para la alimentación; una entrada/salida de masa; una de reset, para su puesta a cero; la entrada de cuenta de pulsos; el Latch Enable, para habilitar el cerrojo y una de CAR (que significa acarreo) que paso a explicar en detalle en los siguientes párrafos. Si miramos la plaqueta de la figura 70 desde arriba (lado componentes), podemos ver que del lado izquierdo hay un borne llamado ENT (entrada) que no se repite del lado derecho, pero que a la misma altura hay un borne llamado CAR (acarreo). Al conectar en cascada dos o más plaquetas para obtener 4 o más dígitos de lectura la entrada es la de la primer plaqueta de la izquierda; el CAR de ésta se conecta a la ENT de la segunda y el CAR de la segunda a la ENT de la tercera y así sucesivamente si hubiera más contadores. Asimismo debemos conectar las demás entradas/salidas. Para un mejor entendimiento, en la figura 71 se puede apreciar el diagrama de circuito impreso correspondiente a dos dígitos del display. Cuando uno inicia la cuenta en uno de estos contadores vemos que a cada pulso de entrada se increFigura 71 menta un número en el display. Así hasta llegar al número 99. Al próximo pulso el contador marca 00 y envía por la salida CAR un pulso al contador siguiente, por lo que en el display (suponiendo que sea de cuatro dígitos) se leería el número 0100. Si ingresamos otro tren de pulsos el primer contador Figura 70

de 00 a 99, de 0000 a 9999 o de 000000 a 999999 (en nuestro prototipo pensamos en un frecuencímetro de cuatro dígitos y así se muestra en la foto que sirve de presentacción para esta nota). Para esto la plaqueta

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Figura 72 volverá a llegar a los 99 y al próximo pulso vuelve a 00 pero envía otro pulso por CAR al segundo contador, mostrando el display entonces el número 0200. Como pueden observar, aquí hay dos reset diferentes: uno es el de los contadores, que por sí mismos vuelven a cero después del número 9 y otro muy distinto es el que acciono de forma externa, y es el que está marcado en la plaqueta como RESET. Supongamos que me aburrí de contar y me quedó en el display el número 2546. Para reiniciar el contador aplico un pulso positivo en RESET y vuelve a 0000, pero porque yo lo quise, no porque fuera una consecuencia lógica de la cuenta (después del 9 viene el cero). ¿Por qué el proyecto está dividido en varias pequeñas plaquetas y no en una grande? Porque la idea es que estos aparatos sean montados por estudiantes, hobbystas y experimentadores con poca experiencia en la electrónica y en todos estos años he aprendido que a los problemas hay que limitarlos; esto es, que si un contador no funciona doy todas las herramientas para revisarlo y probarlo hasta descubrir el error. El equivocarse en el armado de una plaqueta es una de las mejores formas de aprender a analizar circuitos electrónicos, pero una cosa es revisar una plaquetita de 5x7 cm con tres integrados, en la cual ya sé que ahí está la falla, que intentar arreglar un plaquetón de 15x20 cm donde probablemente no sepa ni por dónde empezar. Con respecto al armado, recuerden que son dos plaquetas que se conectan entre sí con alambres que bien pueden ser los que sobran de las resistencias. Una de ellas va horizontal (la de los integrados) y la de los display va montada vertical para facilitarnos la lectura. Tengan en cuenta que para CMOS van display de cátodo común. Recuerden montar primero los puentes de conexión y presten atención que hay uno debajo de los integrados CD4511. Luego van las resistencias, después los condensadores (cuidado

con la polaridad) y por último los circuitos integrados. Y hablando de pruebas, una vez armado el contador llega el momento de probarlo. Para empezar, hay que conectar externamente a la plaqueta una resistencia de 10kΩ entre los bornes ENT y +12V. Esto se hace para cargar la entrada con baja impedancia, dado que los integrados CMOS no pueden quedar con las patitas “al aire” dado que toman ruido del ambiente y provocan funcionamientos aleatorios. Luego de esto conectamos la fuente de alimentación de 12V, el negativo a masa y el positivo a +12V. Ya en el display debe empezar a verse algo. Si tocamos con un cablecito entre +12V y RESET debe marcar 00. Si con ese mismo cablecito tocamos ENT y MASA, con cada toque vamos a notar que se incrementa un número: 00, 01, 02... Si aumenta de a varios no se preocupen, es que a veces hace como unas chispas al conectarse y desconectarse y las cuenta a todas. Es lo que se llama rebote. Bien, si hasta aquí lo han hecho funcionar ¡felicitaciones! Explicaré ahora cómo continuar con la etapa de entrada y mecanismo de relojería.

La Etapa de Entrada Pasamos ahora a la descripción de la plaqueta más compleja. Esta consta de un amplificador conformador de señal de entrada y un sistema de relojería que brinda los pulsos de reloj, latch y reset para accionar los contadores y display, tal como se muestra en el circuito de la figura 72. La señal a medir ingresa a la base de un transistor de alta frecuencia, en este caso usé un BF199, pero puede utilizarse también un BF494. Se amplifica y transfiere a otro BF199, cuyo colector está conectado a una serie de compuertas NAND tipo 74LS132, que se encargan de darle forma perfectamente cuadrada a las señales que entren al sistema.

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El uso de estos integrados, de tecnología TTL (Transistor Transistor Logic) obedece a que son muy rápidos. Tengan en cuenta que con este frecuencímetro debemos poder medir con comodidad el oscilador de batido del equipo QRP de 80 metros, que anda por los 8MHz. Los integrados CMOS de la serie CD4XXX son muy económicos y trabajan con cualquier tensión, pero son lentos, no pudiendo contar más allá de los 3 ó 4MHz. Los integrados TTL son más caros y hay que alimentarlos con una tensión estabilizada de +5V, pero en el prototipo de este frecuencímetro han llegado a medir hasta los 31MHz. Vale la pena gastar un centavito más. Después de las compuertas NAND, con la señal ya puesta en forma, tenemos un integrado 74LS90, que divide la frecuencia a medir por diez. ¿Por qué es esto? Pues porque como ya dijimos, los CMOS son lentos, en este caso luego de un divisor TTL una frecuencia de 8MHz se transformaría en una de 800kHz, valor perfectamente manejable para un dispositivo CMOS. Lógicamente tenemos que adecuar el display a los cambios de resolución en la lectura, dado que se altera la precisión del frecuencímetro, pero ese detalle lo dejo para el final. Ahora tenemos una gama de frecuencias que es manejable por los CMOS, pero tenemos un problema: los TTL manejan 5 Volt, y los CMOS 12 Volt. Para solucionar este inconveniente es que intercala-

mos entre la salida del 74LS90 y la entrada del mecanismo de relojería, que es CMOS, un transistor BC547, cuya base es excitada con la salida de +5V del 74LS90 pero alcanza para enviarlo a la saturación aún con los +12V conectados a su colector. Así tenemos repetido en el colector con +12V las señales de entrada que tienen +5V. En la figura 73 mostramos la tercera y última placa de este proyecto, que reúne las etapas de entrada del frecuencímetro. Ahora bien, habíamos explicado que para que el contador actúe hace falta una puerta de 1 segundo, luego de cerrarse ésta un pulso de latch para mostrar el resultado en el display y un pulso que vuelva a cero los contadores, para comenzar todo una vez más. Les había comentado que este contador de frecuencias lo diseñé como visor de sintonía de un equipo QRP. Tuve en cuenta entonces, que la puerta de un segundo era muy lenta para el caso de una sintonía continua, porque hace una medición cada dos segundos (un segundo para medir y otro segundo para los pulsos de latch y reset). Es así que escogí una puerta de 0,1 segundo, lo que me permite hacer cinco mediciones en un segundo, logrando así suficiente rapidez en la visualización. Esto trae aparejada una reducción en la precisión del equipo, pero es aceptable en un equipo de radioaficionado. En este caso, si estoy en una frecuencia de 3.566.923MHz, dado que ya dividí por diez en la entrada y le aplico la décima parte a la puerta de entrada (equivalente a dividir nuevamente por diez) tengo que en el display Figura 73

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Figura 74

observo 03.566.9 MHz, que como ya dije, es una precisión más que suficiente para un transmisor QRP o su fase de ajuste. Un detalle a tener en cuenta es que siempre me acuerdo de los pobres (porque me incluyo en el gremio) y si ven en la plaqueta de relojería dos salidas, una de 500Hz y otra de 50Hz, es porque doy la posibilidad, al que no tiene los medios de armar un contador con 6 dígitos, a medir megahertz con cuatro display, a saber: Si intento medir un oscilador de 7.482.600Hz con cuatro dígitos voy a ver en el display 482.6 ¿Y cuántos megahertz hay entonces? Simple, para este caso utilizamos una puerta de 0,01 segundo, que es como dividir por cien en la entrada que ya está dividida por diez, lo que nos hace obtener en el display de cuatro cifras el número 7.482 cuando la entrada de reloj está en 500Hz (puerta de 0,01s) y el número 482,6 cuando está en 50Hz (puerta de 0,1s). Con un simple cálculo mental armamos la cifra 7.482.600, que la obtenemos con una precisión de 100Hz, más que suficiente para nosotros. Paso a describir en detalle el sistema que utilizo para obtener la puerta y los pulsos de control. Es un viejo diseño europeo que es, a mi criterio, el que mejor funciona. Consta de un integrado CD4018, que es un contador Johnson, que divide por diez los 50Hz para obtener 5Hz, o sea, 5 cuentas por segundo. A esa frecuencia, la puerta de entrada permanece 0,1segundo abierta y en el 0,1 segundo restante da los pulsos de latch y reset. La mejor forma de verlo es seguir paso a paso los estados del contador en la figura 74.

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Ahora bien, para obtener los 50Hz (o 500Hz para medir megaciclos) es necesario partir de una frecuencia mucho más elevada y estable, para que al irla dividiendo aumente la precisión. Normalmente se utiliza un cristal, que provee una oscilación precisa y sumamente estable conectado a una cadena divisora. Por ejemplo, para obtener 50Hz partimos de un cristal de 5MHz y dividimos por 10 para obtener 500kHz, a su vez por 10 para obtener 50kHz, otra vez por 10 para tener 5kHz, de nuevo por 10 para sacar 500Hz y por último nuevamente por 10 para finalmente disponer los dichosos 50Hz. Hemos tenido que emplear 5 divisores por 10, más el oscilador de cristal, se hace bastante engorroso y también mucho más caro. No hemos mencionado el problema de conseguir un cristal de 5MHz, cosa bastante difícil. ¿No sería ideal poder utilizar cualquier cristal que disponga, por ejemplo, tirado en el taller o que pueda recuperar de una PC, video o TV viejo? En este proyecto he utilizado el más común de todos los cristales, ese que sirve para NTSC y que sobra de todas las conversiones; el 3,579545M y paso a explicar cómo encajarlo en el diseño (vea la figura 75). Lo primero que tenemos que hacer es “estirar” la frecuencia de oscilación del cristal hasta un número entero. Para esto vemos que en el CD4011 que hace de oscilador hay un trimmer o compensador, que es un capacitor variable ajustable a tornillo. Con ese trimmer se ajusta a la frecuencia de 3.580.000Hz, que como ven, está apenas 455 Hz más arriba que la frecuencia de trabajo del cristal. Para este ajuste es imprescindible que un amigo nos preste un frecuencímetro o podemos “batirlo” con un receptor de radioaficionado con sintonía digital. Esto es, acercamos la antena del receptor al oscilador, sintonizamos 3.580.0 en CW y ajustamos el trimmer hasta que justo allí no se oiga ningún chiflido. Tenemos ahora 3.580.000Hz y tenemos que obtener 50Hz. Debemos hacer un divisor por 71.600. ¿Cómo hacemos? Empezamos utilizando un CD4040 conectado para dividir por 716, obteniendo hasta aquí 5.000Hz.

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U LTIMA G ENERACIÓN Figura 75

A esta frecuencia la ingresamos a un doble divisor por 10 “CD4518” obteniendo una salida de 500Hz para contar megaciclos (si hiciera falta) y la dichosa frecuencia de 50Hz a la salida del último divisor. Si quisieran conectar algún otro cristal o incluso hacer algún experimento con frecuencias extrañas les explicaré en detalle cómo es el uso del CD4040 como divisor programable. Para los que van a utilizar cuatro display y necesiten conmutar la frecuencia de clock, recuerden que deben instalar una llave doble inversora de la siguiente manera: El punto medio de una de ellas va a la entrada CLK del CD4018 (pata 14). Una va a la salida 500Hz del CD4518 (pata 10) y otra va a la salida 50 Hz del mismo integrado (pata 14). El otro punto medio va a una resistencia de 1kΩ y ésta a su vez a + 12V. Los extremos van a las conexiones dp (decimal point) del display, de forma que los puntos aparezcan en el lugar correcto cuando mide MHz (en 500Hz) que se vería (p.ej) 5.937 y cuando mide KHz (en 50 Hz) vgr. 937.2. Para los que van a utilizar seis o más dígitos directamente unan con un cable la pata 14 del CD4518 con la pata 14 del CD4018 (figura 76). De esta manera hemos concluido con la explicación del funcionamiento del frecuencímetro, el cual puede montar sin inconvenientes desde este momento. Al sólo efecto de simplificar el montaje, en la figura 77 se

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reproduce el circuito completo del frecuencímetro explicado, el que se monta en las tres placas descriptas (descritas).

Frecuencímetro con PIC En la figura 78 se reproduce un frecuencímetro que he bajado de Internet y le he realizado un par de modificaciones que hacen que funcione correctamente. Según el archivo, el autor es Donald Trepss, pero en el programa aparece como autor Terry J. Weeder, con fecha 18 de noviembre de 1993 (www.weedtech.com). El display es de uso general de 1 línea y 16 caracteres, pudiendo emplearse cualquiera de estas características que se consiga en las casas de venta de componentes electrónicos. El circuito es muy fácil de armar, y el programa no tiene problemas para su ensamblado. El prototipo Figura 76

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Figura 77

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está realizado sobre una placa de circuito impreso tipo universal, por lo cual queda para el lector el diseño, si es que desea montarlo sobre una placa específica. El frecuencímetro permite medir en forma automática señales de frecuencia desde algunos HZ hasta 99MHz, sin necesidad de tener que realizar ninguna conmutación. En el display aparece la unidad de medida (Hz, kHz y MHz) incluso aparece la indicación “OVERFOLE” cuando el instrumento está fuera de escala. Se alimenta con una fuente que debe entregar dos tensiones reguladas, una de 9V y otra de Figura 78

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5V y sólo requiere un ajuste, en este caso el preset de 500 ohm que se encuentra en la base del transistor 2N4403. Debe mover el resistor variable hasta obtener 5V en dicho punto (marcado con X en la figura 78). Como compuertas emplee un CD4001 con las entradas unidas, aunque debo reconocer que el original menciona un integrado TTL 7400 (el CI de cuatro compuertas NAND puede ser un 7400). Cabe aclarar que no he obtenido buenos resultados para frecuencias mayores a los 9,9MHz, ya que, por ejemplo una frecuencia de 27MHz me la muestra como una de 2,7MHz y aún estoy investigando las causas. El programa que debe ser grabado en el PIC se detalla en la tabla 3. ` Tabla 3 ` Programa del Frecuencímetro

ind rtcc pc status fsr port_a port_b port_c c dc z pd to MSB LSB cnt rs rw e o

list equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ

P=16F84 0h 1h 2h 3h 4h 5h 6h 7h 0h 1h 2h 3h 4h 7h 0h 2h 2h 1h 0h 7h

count1 count2 in_reg addcnt gate cnt1 cnt2 cnt3 calc1 calc2 calc3 sum1 sum2 sum3 rtcc2

equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ

2ch 2dh 2eh 2fh 0Ch 0Dh 0Eh 0Fh 10h 11h 12h 13h 14h 15h 16h

org goto

0 start

movlw movwf movlw movwf decfsz goto decfsz goto retlw movwf movlw tris bsf bcf bsf bcf movlw tris bcf

0x05 count1 0xA5 count2 count2,f d2 count1,f d1 0x00 port_b b'00000000' port_b port_a,rs port_a,rw port_a,e port_a,e b'11111111' port_b port_a,rs

int_del d1 d2

lcd_out

70

out1

out2 inst

inst1

inst2 shift

sub

sb1

sb2

bsf bsf movf movwf bsf bcf bsf btfss goto bcf goto bcf goto movwf movlw tris bcf bcf bsf bcf movlw tris bsf bsf btfss goto bcf goto bcf retlw btfss retlw btfss retlw btfss retlw btfss retlw movlw addwf bsf movf goto bcf movf subwf btfsc goto movlw subwf btfsc goto subwf btfss bsf movf subwf btfsc goto movlw subwf btfss bsf movf

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port_a,rw port_a,e port_b,w addcnt addcnt,7 port_a,e port_a,e port_b,7 out2 port_a,e out1 port_a,e shift port_b b'00000000' port_b port_a,rs port_a,rw port_a,e port_a,e b'11111111' port_b port_a,rw port_a,e port_b,7 inst2 port_a,e inst1 port_a,e 0x00 addcnt,0 0x00 addcnt,1 0x00 addcnt,2 0x00 addcnt,3 0x00 0x39 addcnt,f addcnt,7 addcnt,w inst status,o calc1,w cnt1,f status,c sb1 0x01 cnt2,f status,c sb1 cnt3,f status,c status,o calc2,w cnt2,f status,c sb2 0x01 cnt3,f status,c status,o calc3,w

Nota de Redacción: Al momento de publicar esta nota, el prototipo funciona sin inconvenientes y se están realizando modificaciones para que el frecuencímetro opere a frecuencias mayores. El mayor inconveniente se encuentra en los componentes de entrada para realizar la división de frecuencias requerida para dichos casos. Si desea obtener el programa asm y la descripción completa del frecuencímetro puede recurrir a nuestra web: www.webelectronica.com.ar Para obtener la información diríjase al ícono PASSWORD e ingrese la clave dato185.

add

movf

cnvt

cnvt0

cnvt1

cnvt2

cnvt3

subwf btfss bsf retlw movf addwf btfss goto incfsz goto incf calc2,w addwf btfsc incf movf addwf retlw movlw movwf movlw movwf movlw movwf incf decfsz goto movlw movwf movlw movwf movlw movwf call incf movlw xorwf btfsc goto btfss goto call movlw movwf movlw movwf movlw movwf call incf btfss goto call clrf movlw movwf movlw movwf call incf btfss goto call movlw

cnt3,f status,c status,o 0x00 calc1,w cnt1,f status,c ad1 cnt2,f ad1 cnt3,f

cnvt4

ad1 cnvt5

cnt2,f status,c cnt3,f calc3,w cnt3,f 0x00 0x07 count1 0x19 fsr 0x2F ind fsr,f count1,f cnvt0 0x0F calc3 0x42 calc2 0x40 calc1 sub 19,f 0x3A 19,w status,z overflow status,o cnvt1 add 0x01 calc3 0x86 calc2 0xA0 calc1 sub 1A,f status,o cnvt2 add calc3 0x27 calc2 0x10 calc1 sub 1B,f status,o cnvt3 add 0x03

cnvt6

count

fr4

fr5

fr6

fr7 fr8

movwf movlw movwf call incf btfss goto call clrf movlw movwf call incf btfss goto call movlw movwf call incf btfss goto call movf addwf incf retlw movlw option movlw tris bcf bcf clrf clrf clrf bsf bcf movf movwf bsf movlw movwf goto

nop nop nop nop nop nop movf subwf btfss goto nop goto btfsc incf movwf nop

calc2 0xE8 calc1 sub 1C,f status,o cnvt4 add calc2 0x64 calc1 sub 1D,f status,o cnvt5 add 0x0A calc1 sub 1E,f status,o cnvt6 add cnt1,w 1F,f 1F,f 0x00 b'00110111' b'00010000' port_a port_a,3 port_a,2 cnt3 rtcc rtcc2 port_a,2 port_a,2 gate,w count1 port_a,3 0xFA count2 fr6

rtcc,w rtcc2,f status,z fr7 fr8 status,c cnt3,f rtcc2

M ONTAJE ` Tabla 3 - Continuación ` Programa del Frecuencímetro

fr9 fr10

start

mhz

mhz2

nop nop decfsz goto decfsz goto bcf movf movwf subwf btfss goto btfss incf clrf decf bsf bcf movf xorwf btfsc goto retlw clrf movlw tris clrf movlw tris call call call movlw movwf bsf call bcf bsf call bcf bsf call bcf movlw call movlw call movlw call movlw call movlw movwf call call movlw xorwf btfss goto movlw xorwf btfsc goto movlw call movlw movwf movlw movwf movlw xorwf btfss goto movlw

mhz3 count2,f fr5 count1,f fr4 port_a,3 rtcc,w cnt2 rtcc2,f status,c fr9 status,z cnt3,f cnt1 cnt1,f port_a,2 port_a,2 rtcc,w cnt2,w status,z fr10 0x00 port_a b'00010000' port_a port_b b'00000000' port_b int_del int_del int_del 0x38 port_b port_a,e int_del port_a,e port_a,e int_del port_a,e port_a,e int_del port_a,e 0x38 inst b'00001100' inst b'00000001' inst b'00000110' inst 0x14 gate count cnvt 0x30 19,w status,z mhz1 0x30 1A,w status,z khz1 0x82 inst 0x02 count1 0x19 fsr 0x30 ind,w status,z mhz3 0x20

mhz4

mhz5

khz

khz1

khz2

khz3

khz4

DE I NSTRUMENTOS PARA LA call incf decfsz goto goto movf call incf decfsz goto movlw call movlw movwf movf call incf decfsz goto movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call goto movlw movwf call call movlw xorwf btfss goto movlw subwf btfsc goto movlw xorwf btfss goto movlw xorwf btfsc goto movlw call movlw movwf movlw movwf movlw xorwf btfss goto movlw call incf decfsz goto goto movf call incf decfsz goto movlw call movf call incf

lcd_out fsr,f count1,f mhz2 mhz4 ind,w lcd_out fsr,f count1,f mhz3 0x2E lcd_out 0x05 count1 ind,w lcd_out fsr,f count1,f mhz5 0x20 lcd_out 0x4D lcd_out 0x48 lcd_out 0x7A lcd_out 0x20 lcd_out 0x20 lcd_out mhz 0x14 gate count cnvt 0x30 19,w status,z mhz1 0x32 1A,w status,c mhz1 0x30 1A,w status,z khz1 0x30 1B,w status,z xkhz 0x82 inst 0x05 count1 0x19 fsr 0x30 ind,w status,z khz3 0x20 lcd_out fsr,f count1,f khz2 khz4 ind,w lcd_out fsr,f count1,f khz3 0x2E lcd_out ind,w lcd_out fsr,f

xkhz

xkhz1

xkhz2

xkhz3

xkhz4

R EPARACIÓN

movf call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call goto movlw movwf call call movlw xorwf btfss goto movlw subwf btfsc goto movlw xorwf btfss goto movlw xorwf btfsc goto movlw call movlw movwf movlw movwf movlw xorwf btfss goto movlw call incf decfsz goto goto movf call incf decfsz goto movlw call movf call incf movf call incf movf call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call

ind,w lcd_out 0x20 lcd_out 0x4B lcd_out 0x48 lcd_out 0x7A lcd_out 0x20 lcd_out 0x20 lcd_out khz 0xC8 gate count cnvt 0x30 19,w status,z khz 0x32 1A,w status,c khz 0x30 1A,w status,z xkhz1 0x30 1B,w status,z hz0 0x82 inst 0x04 count1 0x19 fsr 0x30 ind,w status,z xkhz3 0x20 lcd_out fsr,f count1,f xkhz2 xkhz4 ind,w lcd_out fsr,f count1,f xkhz3 0x2E lcd_out ind,w lcd_out fsr,f ind,w lcd_out fsr,f ind,w lcd_out 0x20 lcd_out 0x4B lcd_out 0x48 lcd_out 0x7A lcd_out 0x20 lcd_out 0x20 lcd_out

DE

F UENTES C ONMUTADAS goto movlw movwf call call movlw xorwf btfss goto movlw xorwf btfss goto movlw subwf btfsc goto movlw call movlw movwf movlw movwf movlw xorwf btfss goto movlw call incf decfsz goto goto movf call incf decfsz goto movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call goto

xkhz 0xC8 gate count cnvt 0x30 19,w status,z xkhz1 0x30 1A,w status,z xkhz1 0x32 1B,w status,c xkhz1 0x82 inst 0x07 count1 0x19 fsr 0x30 ind,w status,z hz2 0x20 lcd_out fsr,f count1,f hz1 hz3 ind,w lcd_out fsr,f count1,f hz2 0x20 lcd_out 0x48 lcd_out 0x7A lcd_out 0x20 lcd_out 0x20 lcd_out 0x20 lcd_out 0x20 lcd_out hz

overflow movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call movlw call goto end

0x01 inst 0x84 inst 0x4F lcd_out 0x76 lcd_out 0x65 lcd_out 0x72 lcd_out 0x66 lcd_out 0x6C lcd_out 0x6F lcd_out 0x77 lcd_out 0x02 inst mhz

hz

hz0

hz1

hz2

hz3

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